基于单片机的SPWM变频调速系统设计

基于单片机的SPWM变频调速系统设计

摘要：变频调速是交流调速中的发展方向。变频调速也有多种方法，本文对目前研究领域相当活跃的正弦波脉宽调制技术(SPWM)的变频调速作了一定的研究，并进行了实践。异步电动机的调速原理是研究控制算法的基石，因文首先介绍了异步电动机的调速特性，从而展开介绍SPWM变频调速的理论基础.包括变频调速控制思想的由来，控制方法的可行性。变频调速的控制算法也有许多，本文对目前大部分通用变频器所采用的控制算法——恒压频比控制，给出了完整的硬件电路设计和软件程序流程设计。本文采用了Intel8OC196MC十六位单片机作为控制电路的CPU，采用该单片机的控制系统是本设计的硬件核心部分。因此本文先简单的介绍此单片机与该设计相关的特性，继而介绍本系统的硬件设计和软件设计。

关键词:变频器;恒压频比控制;正弦波脉宽调制:8OC196MC单片机。

1

Abstract：Variable- speed drive system is the direction of AC Variable-speedd rive system.There are many modes for frequency-varied speed -regulated. In this paper, theauthor studied and analyzed one of the control way which is very searched by many people,and it is a constant volts/hertz ratio control technology

The mathematical model of AC induction motor is the base of controlAlgorithmic for studying.This paper introduce the AC induction motorfirstly,then introduce the theoretical base of SPWM variable-speed drive. The theoretical base gives its idea and feasibility.

In this design,the single chip micorcomputer-80C196MC is used.This microcomputer is very suitable for motor's controlling.The Control circuit including80C196MC is the core of this system.There are hardware and software Designs in this paper.and the software design is the emphasis.

2

一 绪论 .............................................................................................................. 4

1.1研究的现状 ........................................................................................... 4

1.1.1引言 ............................................................................................. 4 1.1.2变频调速发展的条件 ................................................................. 5 1.1.3变频器的发展方向 ..................................................................... 6 1.2论文研究的目的和意义 ....................................................................... 7 1.3本文主要内容和结构安排 ................................................................... 7 二 恒压频比控制的SPWM变频系统的分析 ................................................. 8

2.1变频调速基本原理 ............................................................................... 8 2.2变频调速控制方式分析 ....................................................................... 8 2.3 SPWM逆变技术 ................................................................................. 10

2.3.1静止式SPWM间接变压变频装置 .......................................... 10 2.3.2 SPWM调制变频技术 ............................................................... 11 2.3.4双极性SPWM法 ...................................................................... 13 2.4.SPWM控制信号的产生方法 ............................................................. 16 三 变频调速系统的硬件实现 ........................................................................ 18

3.1变频调系统的整体硬件电路设计 ..................................................... 18 3.2主电路的设计 ..................................................................................... 19

3.2.1主电路硬件结构 ....................................................................... 19 3.2.2三相电压型逆变电路 ............................................................... 20 3.3控制路的设计 ..................................................................................... 22

3.3.1控制器的选择 ........................................................................... 22 3.3.2存储器扩展电路 ....................................................................... 25 3.3.3 80C196MC单片机的波形发生器 ............................................ 25 3.3.4.1键盘显示电路 ........................................................................ 29 3.3.5控制反馈检测电路 ................................................................... 31 3.4驱动和保护电路的设计 ..................................................................... 33 3.4.1 驱动芯片IR2110的介绍 ................................................................ 33

3.4.2保护电路的设计 ....................................................................... 35 3.4.2.1过电压保护 ............................................................................ 35 3.4.2.2电流检测电路 ........................................................................ 38

四 主程序设计 ................................................................................................ 41 五 总结 ............................................................................................................ 43 参考文献 .......................................................................................................... 44 致谢 .................................................................................................................. 45 附录 .................................................................................................................. 46

3

一 绪论

本章作为引言，主要介绍了变频调速控制技术的发展和现状，SPWM变频技术的应用以及该课题的研究意义与价值，最后简要归纳了本课题的研究任务并对文章安排做了简要介绍。

1.1研究的现状

1.1.1引言

经过大约30多年的发展，交流调速电气传动已经上升为电气调速传动的主流。在电气调速领域内，可以相信在不久的将来交流调速将会完全取代直流调速传动。

现在要求性能较高的中、小容量的交流调速传动，主要使用电子式电力变换器对交流电动机进行变频调速。除变频以外的另一些简单的调速方案，如变极调速、定子调压调速、转差离合器调速等，它们只有在特定场合有一定的应用。

由于电力电子学和微电子技术的发展，使变频调速技术近年来获得了飞速的发展，各种变频调速控制方式、PWM脉宽调制技术以及MCU微处理器和以大规模集成电路为基础的全数字化控制技术等均在变频调速中获得了成功应用。

SPWM正弦脉宽调制法这项技术的特点是原理简单，通用性强，具有开关频率固定，控制和调节性能好，能消除谐波使输出电压只含有固定频率的高次谐波分量，设计简单等一系列优点，是一种比较好的波形改善法。它的出现为中小型逆变器的发展起了重要的推动作用。SPWM技术成为目前应用最为广泛的逆变用PWM技术。

根据生成SPWM波形的实现方式可以分为模拟控制和数字控制两种形式。传统的模拟控制在逆变器中应用广泛，技术成熟，控制性能优良，但模拟控制也存在一些缺陷：元件众多，设计周期长，调试复杂，不易管理维护等。随着数字信号处理技术的蓬勃发展，数字控制技术已经成功地应用到电力电子与电力传动控制领域中来，逆变器的数字控制逐渐成为研究热点。

4

1.1.2变频调速发展的条件

a. 电力电子器件的发展是变频调速发展的必要条件

在变频调速中主要有交一交变频和交一直一交变频，目前应用的最为广泛的是交一直一交变频，它的基本电路是:先将电源的三相(或单相)交流电经整流桥整流成直流电，又经逆变桥把直流电逆变成频率任意可调的三相交流电。实现逆变的逆变桥就是变频主电路的关键部件，它由六个开关器件组成，逆变的过程是这六个开关器件按一定的规律不停的导通和截止，这也就是实现变频的过程。

自从1957年第一支晶闸管(SCR)的发明，经过几十年的发展，力电子学，取得了惊人的进步，70年代出现了大功率晶体管(GTR),90 年代出现了大功率场效应晶体管(IGBT)，它们在各个领域得到了广泛的应用。逆变桥由使用半控型器件发展为使用全控型器件。

b. 变频调速控制方式的发展促进了变频技术的应用与推广

本世纪70年代以后，电气传动各相关领域学科相继取得了巨大的突破，交

流调速的控制方式发展因之突飞猛进，采用交流调速的场合正愈来愈多。

最初的变频调速是采用恒压频比控制方式，它根据异步电机简化等效电路确定的电压V和频率F的比值进行变频调速，电压是指基波的有效值.后来增加了电流环，称它为转差频率控制，改善了性能并且己经实用化。但是系统只是从稳态公式推导出的平均值控制，完全不考虑过渡过程，因此系统的稳定性、启动及低速时的转矩动态响应存在难以克服的不足。为了提高低频时电动机产生的转矩不足，通常采用提升电压以及随负载变化补偿定子绕组电压降的办法，用以增加变频调速的调速范围。

c.数字化技术的应用使变频器的实用化成为可能

但是全数字化控制技术在交流调速应用中性能的提高是个事实，上面所说

的8XC196MC系列单片机就可以使用，但是性能不同，在设计系统时往往要考虑性价比，进行折中选择。

全数字控制的主要优点是:

1、控制精度高，数字计算机的精度和字长有关，变频器中使用8位、16位甚至

5

32位微处理器，控制精度不断提高;2.稳定性好，由于控制信息是数字量，不会随着时间漂移，与模拟控制不同的是它没有温漂，不受环境的影响;3、可靠性高，微处理器采用大规模集成电路，系统中的硬件电路数量大为减少，因此故障率低;4、灵活性好，系统中硬件向标准化和集成化方向发展，可以在尽可能少的硬件支持下，由软件去完成复杂的控制功能。适当的修改软件，就可以改变系统的功能或提高系统的性能;5、存储能力强，存储容量大，存放时间几乎不受限制，这是模拟系统不能比拟的，利用这一特点可在存储器中存放大量的数据或表格，利用查表法简化计算，提高运算速度;6、逻辑运算能力强，容易实现自诊断、故障记录、故障寻找等功能，使变频装置可靠性、可实用性、可维修性大大提高。

d. PWM技术的应用也加快了变频技术的发展

通过调节脉冲宽度和脉冲占空比来调节平均电压的方法，称为脉宽调制技术

(PWM)，如果脉冲宽度和占空比的大小按正弦规律变化，便是正弦脉宽调制技术，简称为SPWM技术。PWM技术是伴随着电力电子器件的发展而发展起来的，目前己趋于成熟。PWM技术适应于很多技术领域，如直流斩波、谐波吸收、无功补偿和变频装置等。

PWM技术用于变频器的控制，可以改善变频器的输出波形，降低谐波并减小转矩脉动。同时也简化了变频器的结构，加快了调节速度，提高了系统的动态响应。

1.1.3变频器的发展方向

变频器 ( 主要指通用变频器)从80年代到现在己经开始商品化，应用的领域也在不断的扩大，主要有以下几个方面:

( 1 ) 变频器容量不断扩大。变频器的容量主要和它的开关器件的容量有直接影响，70年代中期，功率晶体管开始开发，到80年代采用功率晶体管的SPWM变频器的投产，随着元件容量的提高，变频器的容量不断提高，目前变频器的容量已经达到600KVA,400KVA以下的己经系列化。

( 2 ) 变频器结构的小型化。变频器主电路中功率电路的模块化、控制电路采用大规模集成电路(LSI)和全数字化技术等一系列措施促进了变频电源的小型化。

( 3 ) 变频器的多功能化和高性能化。电力电子器件和控制技术的不断进步，使变频器向多功能化和高性能化的方向发展，特别是微处理器的应用，以其精练的

6

硬件结构和丰富的软件功能，为变频器的多功能化和高性能化提供了可靠的保证。日益丰富的软件功能使通用变频器的适应性不断加强，

1.2论文研究的目的和意义

在电力拖动领域，解决好电动机的无级调速问题有着十分重要的意义，电

机调速性能的提高可以大大提高工农业生产设备的加工精度、工艺水平以及工作效率，从而提高产品的质量和数量;对于风机、水泵负载，如果采用调速的方法改变其流量，节电效率可达20%-60%。

众所周知，直流调速系统具有较为优良的静、动态性能指标。在很长的一个历史时期内，调速传动领域基本上被直流电机调速所垄断，这是和实际中交流电机的广泛使用是一对存在的矛盾，许多应用交流电机的设备为了达到调节被控对象的目的，只能采用物理的方法，例如采用风门，阀门控制流量等，这样浪费能源的问题就很突出，费用就大。而且在采用直流调速的方面由于直流电机固有的缺点—换相器和电刷的存在，使得维修工作量大，事故率高，电机的大容量使用受到限制，在易燃易爆的场合无法使用，因此开发交流调速势在必行。

1.3本文主要内容和结构安排

本文主要内容是:对变频调速系统控制电路的设计，控制器CPU采用Intel80C196MC单片机，对变频的控制算法进行分析与设计，采用恒压频比控制，

论文的主要结构安排为:

1、绪论，主要介绍交流调速系统的发展，变频技术的发展的条件，变频器控制系统的实现方式，变频器的发展方向等:

2、正弦脉宽调制技术(SPWM)的原理与控制实现，恒压频比控制，主要介绍恒压频比控制算法的理论基础和实现方案，主要介绍SPWM控制的原理、实现方法。

3、变频调速系统的硬件实现，包括变频调速系统控制电路CPU一Intel8OC196MC的简单介绍，主电路的设计法，控制电路硬件的实现，软件的设计 。

5、结论问题与解决以及办本系统需要进一步完善的设想。

7

二 恒压频比控制的SPWM变频系统的分析

本章是整个课题研究的技术理论基础。主要分析了变频调速的基础知识，逆变的基本原理以及SPWM正弦脉宽调制波形发生原理等相关理论。

2.1变频调速基本原理

异步电动机的同步转速，即旋转磁场的转速为

n1?60f1/np (2 -1 )

其中n1为同步转速(r/min)

f1为 定 子 频率，也就是电源频率(Hz);

np为 磁 极 对数。

异步电机的轴转速为

n?n1(1?s)?60f1(1?s)/np ( 2 -2 )

其中s为异步电机的转差率，s?(n1?n)/n1

由上面的公式可以看出，改变电源的供电频率可以改变电机的转速。 在对异步电机调速时，希望电机的主磁通保持额定值不变。任何电动机的电磁转矩都是磁通和电流相互作用的结果，主磁通小了，铁心利用不充分，同样的转子电流下，电磁转矩小，电动机的负载能力下降;主磁通大了，会使电动机的磁路饱和，并导致励磁电流畸变，励磁电流过大，严重时会使绕组过热损坏电机。主磁通是由励磁电流产生的，两者之间的关系是由磁化特性决定的。

由电机理论知道，三相异步电机定子每相电动势的有效值为

E1?4.44f1n1?m .其中E1为气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值(V), f1为定子频率(Hz),n1为定子每相绕组匝数，?m为极磁通里(Wb)。由上式可见主磁通中.是由E1和f1。共同决定的，如果保持E1和f1之比不变，就可以保持主磁通不变。

2.2变频调速控制方式分析

在基频(额定频率)以下调速时，由于E1的大小不易从外部加以控制，而定子绕组的阻抗压降(?U=?1?1，?1为定子绕组的阻抗压降，包括电阻和漏磁电抗)在电压

8

较高时可以忽略，所以可以认为电动势和电源相电压近似相等即有U1?E1，因此作为一种可行的方案是在电源电压较高时用电源相电压U1代替电动势E1，当频率较低时，U1和E1都变小，定子漏阻抗压降所占比重加大，不可以忽略，所以要人为的补偿，这是一种近似的恒磁通控制，这种控制方式常用于恒转矩控制，如下图2-1.

在基频以上调速时由于电压U,受额定电压的限制不能升，因此在频率升高时，迫使主磁通变小，进入弱磁变频调速，属于近似恒功率控制，如图2-1.但是用恒压频比代替恒电动势频率比的一个重要缺点是在速度降低时，电动机的带载能力也同时下降转矩利用率下降，从图2-2的a,b 可以看出a图的临界转矩点随着速度的降低也减小，而b图则没有变化，然而要达到b图的效果就要保持E1/f1的比值为恒值而不仅是保持U1/f1比值为恒值了。

基于上述原因，在变频调速的基本控制方式下，改变频率的同必须改变电压，所以称之为VVVF(Variable voltage Variable Frequency)控制。

?nut 恒转矩调速 恒功率调速 u2m

0 ?n f1n

图2-1 异步电机变频调速的控制特

n

恒压频比控制又可以分为两种方式，一种是转速开环控制，无需速度传感器，控制电路简单，负载适合于异步鼠笼型电动机，所以通用性强，经济性好。由于在无速度传感器的恒压频比控制下，负载一旦变化，转速也会随着变化，转速的变化量与转差率成正比，因此产生了另一种带速度传感器的恒压频比控制，称之

9

为转差频率控制，它根据速度传感器检测，求出转差角频率，再把它和速度设定值相叠加，以该叠加值作为逆变器的频率设定值，就实现转差补偿。与开环恒压频比控制相比转差频率控制的调速精度大为提高，本设计仍采用带速度传感器的恒压频比控制方式(以下简称恒压频比控制方式).

n n 0 T 0 图2-2 a恒压频比的机械特性 图2-2 b恒电动势频率比时的机械特性 T 2.3 SPWM逆变技术

2.3.1静止式SPWM间接变压变频装置

SPWM间接变压变频装置先将工频交流电通过整流器变成直流电，再经过逆变器将直流电变换成可控频率和幅值的交流电，故又称为交一直一交变压变频装置。其系统原理框图如图2-3所示在这类装置中，用不控器件整流，而逆变部分用SPWM变频器调压调频一次完成，整流器无需控制，简化了电路结构;而且由于以全波整流代替了相控整流，所以提高了输入端的功率因数，减小了谐波对电网的影响。此外，因输出波形由方波改进为SPWM 波，减少了谐波，从而解决了电动机在低频区的转矩脉动问题，也降低了电动机的谐波损耗和噪声。

10

AC 全控整流 DC 50KHZ CVCF VVVF 调压调频 图2-3 SPWM间接变压变频装置

SPWM逆变器输出谐波减少的程度取决于逆变器件的开关频率，而开关频率则受器件开关时间的限制。采用IGBT时，开关频率可高达lOkHz以上，其输出电流已非常逼近正弦波。所以，这种装置己成为当前最有发展前途的一种装置形式。

SPWM 逆变 AC

2.3.2 SPWM调制变频技术

SPWM调制技术是PWM多脉冲可变脉宽调制技术的一种，即所谓的正弦波脉宽调制.

其输出波形是与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，等效的原则是每一区间的面积相等。如果把一个正弦半波分作n等份，然后把每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等份的中点相重合，这样，由n个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦波的半周等效。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法与一系列负脉冲波等效。如图2-4所示。

设由整流器提供的直流恒值电压为Us，并设电机绕组中点与直流电压中点相连，则SPWM脉冲序列波的幅值为Us/2。令第i个矩形脉冲的宽度为?i，其中心点相位角为?i，则根据面积相等的等效原则，可写成：

?i2UmsinUs=Um2???1?sin?1td?1t?U?cos(???)?cosk(???)?=

iim1??2n2n2n????2n??2nsin?i （2-3）

11

当n的数值较大时，近似的认为sin?/(2n)=?/(2n)，于是?i?2?Umsin?i nUs（2-4）

上式 表 明 第i个矩形脉冲的宽度与该处正弦波值近币以成正比。因此，与半个周期正弦波等效的SPWM波是两侧窄、中间宽、脉宽按正弦规律逐渐变化的序列脉冲波形。相比于其它各种变频

变压调制方式，这样的脉冲系列可获得比常规六拍阶梯波更接近于正弦波的输出电压波形，可以使负载电流中的高次谐波成分大为减小，因而转矩脉动小。由于电网的功率因数接近于1，大大提高了系统的整体性能。一般的，SPWM分单极性和双极性两种调制方式。

u0 Umsinwt w1t 2? T

图2-4 SPWM的输出波形

2.3.3单极性SPWM法

单极性SPWM法输出的每半个周期中，被调制成的脉冲电压只有一种极性，正半周为十U和零，负半周为一U和零，其调制波形如图2-5a)所示。曲线1是正弦调制波um，其周期决定于所需要的调制比kf。曲线2是采用等腰三角波的载波uc，其周期决定于载波频率，振幅不变，等于ku?1时正弦调制波的振幅值.每半周期内所有三角波的极性均相同，都是单极性。

调制波和载波的交点，决定了SPWM脉冲系列的宽度和脉冲间的间隔宽度，所得的脉冲系列如图2-5a)中的uc所示.由图知，每半周期内的脉冲系列也是单极性的。

单极性调制的工作特点是:每半个周期内，逆变桥同一桥臂的两个逆变器件中，

12

只有一个器件按脉冲系列的规律时通时断的工作，另一个完全截至;而在另半个周期内，两个器件的工况正好相反。流经负载的便是正、负交替的交变电流（如图2—5b)所示。

uc

1 2 0uG wt 0 wt 图2-5a 单极性SPWM调制图 图2-5 b 单极性调制的工作特点图 2.3.4双极性SPWM法

上述的单极性SPWM 逆变器主电路每相只有一个开关器件反复通断。如果让同一桥臂上、下两个开关器件交替地导通与关断，则输出脉冲在“正”和“负”之间变化，就得到了双极性的SPWM波形。

双极性SPWM法的调制波u-仍为正弦波，其周期决定于今，振幅决定于气，如图2-6a)中的曲线1.曲线2载波uc为双极性的等腰三角形，其周期决定于载波频率，振幅不变，等于k=1时正弦调制波振幅值。

调制波与载波的交点决定了逆变桥输出相电压的脉冲系列，此脉冲系列也是双极性的，如图2-6b)所示。但是，由相电压合成为线电压时，所得到的线电压脉冲系

13

列却是单极性的，如图2-6c) 所示。

双极性调制的工作特点是:逆变桥在工作时，同一桥臂的两个逆变器件总是按相电压脉冲系列的规律交替地导通和关断，毫不停息。而流过负载凡的是按线电压规律变化的交变电流，如图2-6 d)所示。

A)u 1 uA 2 uB wt

B)

uA wt uB C) wt 14

uAB

D) wt V1 ZL V2

图2—6 双极性SPWM调制图

a)调制波与载波

b)相对于直流中性点的相电压 c)线电压

d)双极性调制的工作特点

ZL 15

2.4.SPWM控制信号的产生方法

从所能收集到的科研文献中，可以归结出很多种生成SPWM脉冲的方法，大致分为两大类:第一类是完全由模拟电路生成;第二类是由专用集成芯片生成.本设计采用数字控制方式。

(1)SPWM的模拟控制

原始的SPWM是由模拟控制来实现的。图2-7是SPWM模拟控制电路原理框图。

三相对称的参考正弦电压调制信号ura，urb，urc由参考信号发生器提供，其频率和幅值都是可调的。三角载波信号ut由三角波发生器提供，各相共用。它分别与每相调制信号在比较器上进行比较，给出正或零的饱和输出，产生SPWM脉冲序列波uda，

udb，udc，作为变压变频器功率开关器件的驱动信号。

uda 参考信号 发生器 udc 三角波发生器 图2-7 SPWM波模拟控制电路

驱动V1-V6 SPWM波形 本方法原理简单而且直观。但是，由于正弦波调制和三角载波由硬件电路生成，硬件开销大，系统可靠性差。并且当控制电路的直流电源电压有波动或有噪声干扰时，都将引起SPWM脉冲宽度的变化，从而影响到变频器输出频率和电压的稳定性。整个系统受温漂和时漂的影响大，当输出频率低、调制深度很小时，噪声干扰尤其严重，输出频率精度很差。由于以上缺点,SPWM 的模拟控制电路现已很少应用，但它的原理往往是其他控制方法的基础，仍须充分了解。 (2) SPWM的数字控制

16

数字控制是SPWM目前常用的控制方法。可以采用微机存储预先计算好的SPWM数据表格，控制时根据指令调出;或者通过软件实时生成SPWM波形;也可以采用大规模集成电路专用芯片产生SPWM信号。

分析生成SPWM波形的实现方式,模拟控制和数字控制两种形式。传统的模拟控制在逆变器中应用广泛，技术成熟，控制性能优良，但模拟控制也存在一些缺陷：元件众多，设计周期长，调试复杂，不易管理维护等。随着数字信号处理技术的蓬勃发展，数字控制技术已经成功地应用到电力电子与电力传动控制领域中来，逆变器的数字控制逐渐成为研究热点。

由于微型技术的迅速发展和应用，交流电机变频调速系统的控制回路均以单片微机和SPWM脉宽调制共同完成。由于微机的高度集成化和很强的运算功能，用于PWM调速系统进行直接数字控制，可得到高度的稳定性、高度可靠性以及小型化和便于维修、节能、提高产品质量等应用效果。

随着微电子技术的发展，开发出一些专门用于发生控制信号的集成电路芯片，配合微处理器进行控件生成SPWM信号方便得多。国内制的电动机微机控制系统，大多采用8031, 8098等。由于这些芯片并非为电动机控制设计的，为了实现电动机控制的某些功能，不得不增加较多的外器件必须以多片集成电路方能构成完整的控制系统。

近年，国外著名半导体集成电路厂商为满足高性能电动制需要，推出了一些电动机控制专用单片微处理器。它们可频驱动的交流电动机、采用斩波器驱动的直流伺服电动机或步进电动控制也可用于UPS电源等.其中较有代表性的就是Intel公司的MCS-96系列16位单片机中的80C196MC.本文所述系统就是利80C196MC单片机的波形发生器WFG产生六路双极性的SPWM驱动信号，来驱动主电路的IGBT进行逆变的。由于单片机运算速度极快(采用16M晶振)，完全可以实现双极性SPWM控制。

变频调速系统的硬件实现电路主要以80C196MC为控制主题，由芯片产生SPWM波形，通过驱动电路控制IGBT逆变，实现双极性SPWM控制。

17

三 变频调速系统的硬件实现

该系统以单片机为核心，采用新型三相SPWM专用芯片80C196MC组成的三相脉宽调制逆变器控制电路组成性能良好的新型全数字化逆变器调速系统，该系统具有不仅需少量的外围元件，而且无需繁杂的软件编程等优点。

3.1变频调系统的整体硬件电路设计

本系统主要由主电路、驱动电路、控制电路以及保护电路构成。其结构框图如图3-7a, b, c，其中控制电路原理图见附录。

键盘显示电 模拟输入 检测电流预留口 8279 外部扩展存储器 80C196MC单片SPWM输出 a控制电路框图

保护电路输入口 直流电源 晶体管放大电路 光电隔离电路 输出给IGBT基极控制信号BU BX BV BY BW BZ SPWM输入信号 b驱动电路框图

18

电源 整流电路 滤波电路 C主电路方框图 图3-1 硬件电路方框图

控制电路以80C196MC为核心，输出六路互补SPWM波形，输入和电位器模拟输入两种输入方式，可以用键盘数字电流检测以及测速码盘的接入口在控制电路中全都预留有接口，

驱动电路是控制电路和主电路之间的接口电路，主要完成SPWM波形的隔离、放大，然后驱动主电路。

逆变电路 3.2主电路的设计

3.2.1主电路硬件结构

主电路是交一直一交电压源型，单相220V工频交流供电，采用不可控的二极管整流桥，大电容滤波，采用大功率晶体管IGBT作为输出SPWM波形的开关器件。目前的大功率开关器件都是以集成的大功率场效应管IGBT为主流，另外系统中设置了保护电路，包括过压、过流的保护等。

该主电路由二极管三相整流桥向电压型逆变器提供恒定的直流电压，变频器的变压、变频均在逆变器内进行。逆变器由六只IGBT管组成三相桥式逆变电路，并辅以吸收电路构成。平波电容器C起中间能量存储作用，使逆变器与交流电网去耦，并可以向电机提供无功功率。由于二极管整流器不能为异步电机的再生制动提供反向电流的途径，所以一般都用电阻吸收制动能量。制动时，异步电机进入发电状态，首先通过IGBT两端并联的续流二极管D向电容C充电，当中间直流回路电压升高到一定限制值时，通过电压限制电路将电机释放的动能消耗在制动电阻R上。

19

图3-2主电路结构图

逆变(DC／AC)技术是电力电子技术的重要组成部分，是把直流电变成交流电的过程，完成逆变功能的电路称为逆变电路逆变电路根据直流侧电源性质不同可分为两种：直流侧是电压源的称为电压型逆变电路；直流侧是电流源的称为电流型逆变电路。它们也分别被称为电压源型逆变电路和电流源型逆变电路。

电压型逆变电路在直流侧接有大电容，相当于电压源，直流电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗的特点。本节主要介绍电压型逆变电路的基本构成，并分析其工作原理。

3.2.2三相电压型逆变电路

三相交流负载需要三相逆变器，在三相逆变电路中，应用最广的是三相桥式逆变电路。采用IGBT作为可控元件的电压型三相逆变电路如图2．7所示，可以看出电路由三个半桥组成。

电压型三相逆变桥的基本工作方式与单相逆变桥相同，也是180导电方式，即每个桥臂的导电角度为180，同一相(同一半桥)上下两个臂交替导电，各相开始导电的时间依次相差180。这样，在任一瞬间，将有三个桥臂同时导通。可能是上面一个臂，下面两个臂，也可能是上面两个臂下面一个臂同时导通。因为每次换流都是在同一相上下两个桥臂之间进行的，因此，也被称为纵向换流。

00020

图3-3三相逆变电路

用T记为周期，只要注意三相之间互隔T／3(T是周期)就可以了，即B相比A相滞后T／3，C相又比B相滞后T／3。

具体的导通顺序如下：

第1个T／6：V1，V6，V5导通，V4，V3，V2截至： 第2个T／6：Vl，V6，V2导通，V4。V3，V5截至： 第3个T／6：V1，V3，V2导通，V4，V6，V5截至： 第4个T／6：V4，V3，V2导通，V1，V6，V5截至： 第5个T／6：V4，V3，V5导通，V1，V6，V2截至： 第6个T／6：V4，V6，V5导通，V1，V3，V2截至。 下面来分析电压型三相桥式逆变电路的工作波形。 对于A相输出来说，当桥臂l导通时，UAO? 当桥臂4导通， UA01Ud 21??Ud

2因此，UA0的波形是幅值为Ud的矩形波。B，C两相的情况和A相类似，UBO,UCO的波形形状和UAO相同，只是相位依次相差120。三相逆变电路输出电压波形如图：

01221

U

A A T

U B B B T

U

C C C T

图3-4三相逆变电路输出电压波形

3.3控制路的设计

3.3.1控制器的选择

8XC196MC单片机是Intel公司专门为电机高速控制设计的一种16位微控制器，其

后缀MC正是电机控制(Motor Controller)的缩写，它己被广泛的应用。

在各种电器的电机控制中。8XCI96MC根据片内有无程序存储器的区别可以分为:80C196MC(无)、83C196MC (ROM). 87CI96MC (EPROM)，它们的外部引脚，指令集完全一样，其82脚PLCC封装形式的引脚图如图5-1所示。本系统采用8OC196MC设计，控制电路同样适用于87C196MC和83C196MC。

22

图3—5 80C196MC引脚图

8OC196MC的基本结构主要包括算术、逻辑运算部件RALU，寄存器集，内部A/D转换器，PWM发生器，事件处理阵列EPA，三相互补5PWM输出发生器以及看门狗、时钟、中断控制逻辑等，如图3-6.

23

XTAL EXTINT NMI 16KROM 时钟电

路 512字节RAM RALU 中断控制 总线控制逻辑 P3 定时器 P4 P5 EPA P2口 P0口 A/D SPWM波发生器 P1口 P6口 PWM

8、7根 8根 5根 6根 2根 图3-6 80C196MC基本结构

在本系统中，单片机主要资源分配如下： 片内外设:

P0.0——速度给定输入。 P1.0——启动/停止命令输入。

P2.0- P2.6——三位数码管动态显示值输出 P3 口 、P4 口— 外扩展ROM地址/数据信号线. P5.0, P5.3 — 外扩展ROM控制信号线。

P6.7,P6.6,P2.7—三位数码管动态显示位选择输出. P6.0- P6.5- WFG六路SPWM信号输出. EXTINT—— 过压、过流中断信号输入。 片内RAM:

OOOOOH- 00017H---CPU专用寄存器，直接寻址。

OIFOOH- OIFFFH一内部专用寄存器，CPU专用寄存器窗口寻址。 片外ROM:

24

02000H-07FFFH—监控、计算程序及数据表。

80C196MC有64K存贮空间，除了OOOOH-OIFFH,IFOOH-IFFFH,2000H-207FH三个专用区，以及表明“保留”的单元以外，其它都可以由用户任意安排作为程序存贮区、数据存贮区或存贮区映射的外设区，但是系统复位后，程序由2080H单元开始执行，因此与2080H相邻的区域必须配置成程序存贮区。

80C196MC的片内寄存器阵列共包括512个字节，分为低256字节和高256字节，低256字节中的最低的24字节为特殊功能寄存器SFR, RALU在运算过程中，不象其它的单片机那样只使用一个累加器，而是把这256个寄存器都当作累加器，这样就避免了使用单个累加器所产生的“瓶颈效应”，高256字节寄存器虽然不能象低256字节的寄存器那样直接当累加器用，但是它们可以通过80C196MC的窗口技术，切换成具有累加器功能的256字节，因此使得编程容易，执行速度更快。

8OC196MC的特殊功能寄存器SFR除了24个在寄存器集低端以外，大部分在存储空间的1FOOH-1FFFH中，在使用这些特殊功能寄存器时为了加快操作速度，通常使用窗口技术把它们映射到低256字节寄存器区。 3.3.2存储器扩展电路

存储器扩展电路主要是由两片程序存储器74HC573，用来存放奇地址单元和偶地址单元中的程序代码，EEPROM 74HC573的可直接改写的特性使调试软件方便;寻址空间可达2000H-9FFFH，充分利用了74HC573的容量;扩展的数据存储器27256，是为了扩大数据存储器的容1,在矢量控制中，由于程序复杂所需要的数据存储器较多，而80196MC本身的数据存储器资源有限，另外为了以后系统的扩展性，增加27256很有必要。

3.3.3 80C196MC单片机的波形发生器

片内波形发生器WFG(WaveForm Generator)是80C196MC独具的特点之一。这一外设装置大大简化了用于产生SPWM波形的控制软件和外部硬件，特别适应于控制三相交流感应电机。

25

死区时间个载波周期td 发生器 三角波发生 td 死区互锁，脉u U相脉冲比冲分配与输较及生成 出方式控制 ?u? 各载波周期 脉宽值设定 保护电路 外部中断请求 中断请求 外部中断输入 图3-7波形发生器框图

三相SPWM波形是由U，V ,W 三个单相SPWM波形生成器构成的，其中一相电路的原理图如图3-7所示，它由脉宽发生，死区脉宽发生，脉冲合成及保护电路等单元电路构成。WFG可以产生独立的三对PWM波形，但它们有共同的载波频率、无信号时间和操作方式一旦启动之后，WFG只要求CPU在改变PWM的占空比时加以干预。

波形发生器WFG有三个同步的PWM模块，每个模块包含一个相位比较器、一个无信号时间发生器和一对可编程的输出。WFG可以有独立的占空比，但它们有共同的载波频率、无信号时间和操作方式，一旦启动之后，WFG只要求CPU在改变PWM的占空比时加以干预，因此使用方便，快速性好。WFG的每个模块产生一对互补的PWM波。无信号时间是为防止功率器件同一桥臂直通而损坏功率器件必须的。该芯片的无信号时间可以由用户自己设计，具体参数的选择见后面的无信号时间寄存器的介绍。

从功能上看波形发生器可以分为三个部分，时基发生器、相位驱动通道和控制电路。

时基发生器为PWM建立载波周期，该周期取决于WG_RELOAD寄存器的值和操作方式.时基发生器的核心是一个16位双向计数器WG_ COUNT，可工作于四种不同的方式，产生中心对准或边沿对准的PWM波，中心对准PAM方式所造成的谐波小，因此在三相

26

交流感应电机时，就采用这种方式，本系统就采用这种方式工作。

相位驱动通道决定PWM波的占空比。共有三对独立的相位驱动通道，每个通道的电路是相同的。

控制电路部分包括一些用来确定工作模式和其它配置信息的寄存器。一个可编程的保护电路可监视EXTINT输入脚，若检测到一次有效的事件，就产生一次中断，禁止波形输出。

波形发生器的专用寄存器的设置直接影响系统的工作方式，因此有必要简单介绍一下。

双向计数寄存器WG_COUNT，它是一个16位的计数器，是3对输出信号的时基发生器，它的时钟频率是晶振的两分频，它是一个只读的寄存器。

重装载寄存器WG_RELOAD，对该寄存器写入的值也就是半载波周期的值寄存器是可读写的。

相位比较寄存器WG_COMPX。共有3个，分别控制三相值就是要求改变占空比的值，它是一个可读写的寄存器，信号也是向CPU申请中断的信号。

波形控制寄存器WG_CON，它是一个16位寄存器其定义见图3-8

15 14 13 12 11 10 9-0 0 0 m1 m0 CS EC D9-D0 图3-8 WG-CON寄存器 其中D15,D14是保留位，必须写0

m0，m1是 方式控制位M,Mo=00,01,10,11时分别对应方式0,1 ,2,3

CS是计数器状态位CS=1，向上计数，C5=0，向下计数 EC是计数器允许位EC=1，允许计数，EC=O,禁止计数

WG-CON 寄存器的低10位D9-DO，是3个10位无信号时间(dead_time)

发生器的重装载寄存器，所产生的无信号时间由D9-DO决定，单位是状态周期，在16M晶振时，每个状态周期是125ns。

波形输出控制寄存器WG-OUT，该寄存器用于选择输出引脚的输出信号方式，具体定

27

义见图3-9

15 14 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 PH PH PH PH PH PH PH PH PH OP1 OP0 SYNC PE7 PE6 3.2 2.2 1.2 P7 P6 3.1 3.0 2.1 2.0 1.1 1.0

图3-9 波形输出寄存器WG-OUT

其中OP1=1 WG1, WG2, WG3高有效 OP1=0 WG1,WG2,WG3低有效

OPO =1 WG1、WG2,WG3高有效 OPO =O WG1,,WG2,WG3低有效 SYNC= 1与重置触发同步 SYNC=O立即装入

PE7, PE6, P7, P6用于控制CPU两个PWM的输出信号 PH 1.2 ,P H1.1,PH1.0 用于控制WG1和WG1 PH2.2 ,P H2.1,PH2.0用于控制WG2和WG2 PH3.2 ,PH 3.1,PH3.0用于控制WG3和WG3

此项设计是波形设计的关键所在，通过此寄存器的设置可以灵活的达到所要求的方式，波形输出选择高有效还是低有效，直接与硬件的逻辑电平有关，要根据具体电路设置，本设计按要求采用低有效。

波形保护控制寄存器WG_PROTECT，具体定义见图3-10，它可以灵活的设定外部中断EXTINT的中断请求信号的方式，外部中断一般用于保护电路。

7 6 5 4 3 2 1 0 0 0 0 0 ES IT DP EO

图 3一10 波形保护控制寄存器 WG_ PROTECT

其中ES选通采样电路位，ES=1靠电平采样触发保护/中断 ES= O 靠边 沿 触 发 保 护 /中 断 IT 中断形式控制位，IT=1上升沿或高电平触发

28

IT=O 下 降沿或低电平触发 DP 禁 止 /允 许 保护电路，DP=l禁止保护电路 DP=O 允许保护电路 ED 允 许 /禁 止 输出位， EO=1允许输出 EO=0禁止输出

80C196MC内部的保护电路对应的外部引脚为EXTINT，当有一个有效的输入信号加在EXTINT管脚上时，该信号触发保护电路，于是波形输出被禁止，同时产生WG中断。可见在不需要软件干预的情况下，8OC196MC就可以快速、可靠的完成保护功能，保证主电路中功率器件的安全，在EXTINT中断服务程序中，可以判断故障类型，以便相应的处理。

3.3.4其他外围电路的设计 3.3.4.1键盘显示电路

在微机控制系统中，为了提高实时性，应要尽可能的减少对CPU的占用，对于本系统来说尤其如此。Intel公司的通用可编程键盘/显示电路接口器件8279正是为此专门设计的，8279可以接收来自键盘的愉入数据，总线上显示数据并做预处理。键盘和显示扫描信号的发生及动态显示时数据的更新全都由8279内部的硬件独立完成。

8279以8位总线方式和CPU交换数据，当有键按下时，8279发出中断请求信号，8OC196MC的CAPCOMPI被触发中断，在中断服务程序中，将会对键值做相应的处理。

8279的读,写信号由CPU直接提供，时钟信号CLK由CPU的时钟信号ALE分频得到，分频系数在软件中设置，由于8279的复位信号是高有效(80C196MC的复位是低有效)，因此从通过一个带滞回的反向器74LS132和CPU的复位信号相连接。

系统采用5个八段数码管作为显示窗，位选线通过一个74LS138译码器译码得到并通过74LS07和八段数码管的位选线相接，八段数码管的段码线也通过74LS07相接，其中74LS07是作为驱动器用的，八段数码管要求每段的输入电流为5到10毫安，所以必须经过74LS07驱动器。设置的键盘共有八个键，它们是模式键MODE，确认键SET，上档键SHIFT，上升键t，下降键1，停止键STOP，运行键RUN以及复位键RESET，其中

29

最后一个复位键只是系统复位电路的按键，与8279无关。每个键的具体功能用软件来实现.

3.3.4.2时钟电路和复位电路

8OC196MC系列单片机的片内振荡电路包含一个晶体控制的振荡器;如下图4-1。 XTAL1引脚是内部反相放大器的输入端，而XTAL2引脚是该放大器的输出端，因此在看晶振的波形时，一般是在XTAL2引脚看。在晶体振荡器中，晶体工作于基本响应模式，它作为一个感抗与外部电容形成并联谐振，使正反放大器维持振荡。振荡器的工作受掉电方式信号可控制，当PD等于0时，振荡器停振。

XTAL1和XTAL2引脚处都有静电放电保护器件，外部晶体连接时，所接的电容值是起稳定作用的，取值并不严格，可以取20pF和30PF的电容，一般20uF的电容对于1MHz以上的晶体都可以有良好的效果。

在XTAL1和XTAL2引脚所产生的噪声尖峰信号可能导致内部时钟发生电路的计数错误，因此晶体部分要接在靠近芯片的位并且和XTAL1和XTAL2以及Vss尽量直接相连而且路径最短。

。

图3-11复位电路图

复位信号有三个作用，一是用来将8OC196MC单片机初始化为复位状态;二是

用来复位8279芯片;三是用来取消由80C196MC的EXTINT引脚上保持的故障信号。

在复位期间，CPU从地址2018H和201AH处读出芯片配置字节并存入芯片配置

30

寄存器中，并从2080H处开始执行程序。复位电路有两种方式，上电复位和手动复位，上电复位是在RESET引脚和地之间接一个l0uF电容，手动方式见图4-2, 8OC196MC单片机要求系统复位信号至少要持续16个状态周期的低电平才能完成准确的系统复位操作，这样可以防止在Vcc或RESET引脚出现一个尖峰信号而使RESET变为低电平引起误操作。

图 3-12手动复位电路

3.3.5控制反馈检测电路

光电编码器脉冲信号经计数后可得到被测量的数字信号。由于所测量的旋转是双向的，既可顺时针旋转，也可逆时针旋转，需要对编码器的输出信号进行鉴相之后才能计数。

光电编码器的A相波形由内圈光斓产生，B相波形由外圈光阑产生。A.B 两相脉冲相位相差90度，并且共同携带光电盘角度位置信息和转动向信息。可通过比较A相在前还是B相在前，以判别编码器的正转与反转。当编码洲顷时针方向转动时，A相脉辫前沿超前于B相;逆时针方向转动时，B相脉冲前沿超前于A相。其脉冲波形图如图4-13所示。

31

A相

B相

A相 B相

图 3-13 光 电编码器脉冲波形图

因为电机正转时，脉冲A超前，脉冲B滞后;电机反转时，脉冲B超前，脉冲A滞后。利用这一特点，给光电编码器配置少鱼的外围电路，就可以根据A相和B相脉冲对位置的计数和方向的指示进行译码。电路如图4-14所示。图 4-14 光电编码器外部逻辑电路图：

图 4-14 光电编码器外部逻辑电路图

32

3.4驱动和保护电路的设计

3.4.1 驱动芯片IR2110的介绍

6VB VDD 9 R Q VDD/ 上通道 H VCCS HIN10 、、 O >1 电平转 换器 欠电压检测 LIN12 >1 脉冲放大 脉冲滤波 逻辑封锁 7 5VS 3VCC 1LO 欠电压检测 VDD/VCC电平转 换器 & 2COM S 延时 VSS13 R Q 输入级 下通道 图4-15 IR2110内部原理图

驱动芯片IR21lO是一种双通道高压、高速电压型功率开关器件栅极驱动器，驱动电路非常简单，其特点是：设置了自举浮动电源，使用单电源来实现隔离驱动，具有独立的低端和高端输入通道，只用一路电源可同时驱动上、下桥臂m1。芯片的外围电路设计简单，只需要少量的元器件，还具有短路保护、欠压保护等。

如图4-7所示：它包括逻辑输入、电平转换、保护、上桥臂输出和下桥臂输出几

33

个部分。

逻辑输入端采用施密特触发电路，以提高抗干扰能力。输入逻辑电路与TTL、C0MS电平兼容，其输入引脚阀值与电源U0成比例，为电源电压U0的10％。低压通道和高压通道两个通道相对独立，LIN和HIN分别为低压侧通道和高压侧通道的输入端，LO和H0分别为低压侧通道和高压侧通道的输出端。

IR2110还设有保护功能SD端(1l脚)。只有当SD端输入为逻辑高电平时，控制信号才有效。驱动芯片IR2110用于驱动半桥电路如图4-16所示：

图4-16 IR2llO驱动半桥电路

工作过程如下：

两个输出通道(上通道H0及下通道LO)通过逻辑电路与输入信号HIN和LIN相对应，当保护输入端SD为高电平时，施密特触发器反相器的输出端为低电平，两个RS触发器的置位信号无效，则两或非门的输出跟随HIN及LIN变化，控制信号有效；当SD端输入低电平时，因施密特触发器的输出端为高电平，两个RS触发器置位，两或非门输出恒为低电平，控制信号无效。只有当sD端输入恢复低电平，且HIN和LIN输

34

出脉冲的上升沿到来时，控制信号才有效。

3.4.2保护电路的设计 3.4.2.1过电压保护

MAX6495–MAX6499/MAX6397/MAX6398过压保护(OVP)器件用于保护后续电路免受甩负载或瞬间高压的破坏。器件通过控制外部串联在电源线上的n沟道MOSFET实现。当电压超过用户设置的过压门限时，拉低MOSFET的栅极，MOSFET关断，将负载与输入电源断开。

过压保护(OVP)器件数据资料中提供的典型电路可以满足大多数应用的需求。然而，有些应用需要对基本电路进行适当修改。本文讨论了一种应用：增大电路的最大输入电压，在过压情况发生时利用输出电容存储能量。

如果再使用80C196MC的内部A/D转换器可快速完成电流电压的检测和转换，从而节省了外围A/D转换硬件电路。PTS提供了5种操作模式：一次传送模式、块传送模式、A/D模式、HIS模式、HSO模式。本文采用了PTS－A/D模式。其工作过程为：

A/D转换的启动采用中断方式，即由软件定时器按采样周期定时，产生中断后进入中断子程序。A/D转换结束后影射到PTS通道，可以使PTS工作于A/D模式。在这种模式下，第一次A/D转换完成后将自动启动设定的下次A/D转换，并把先前结果放到存储器内的表格中，而且这种模式还可设定循环次数，完成若干次A/D通道的转换，最后进入PTS中断周期可执行PTS中断子程序。

MAX6495–MAX6499系列小型、低电流过压保护电路适用于汽车和工业等应用中的大电压跳变系统。这些器件监视输入电压，在出现输入过压时，控制外部n沟道MOSFET开关，隔离输出负载。MAX6495–MAX6499可工作在较宽的+5.5V至+72V供电电压范围内。

当监控输入低于用户设置的过压门限时，n沟道MOSFET栅极被驱动为高。集成的电荷泵电路提供一个10V栅极-源极电压，完全导通n沟道MOSFET。当输入电压超过用户设置的过压门限时，迅速拉低MOSFET的栅极，将负载与输入断开。在某些应用中，不希望将负载和输出断开。在这些情况下，保护电路可配置为电压限幅器，GATE输出齿波来限制负载电压(MAX6495/MAX6496/MAX6499)。

35

MAX6496支持较低的输入电压，通过外部串联p沟道MOSFET替换外部电池反接保护二极管来降低功率损耗。MAX6496产生合适的偏置电压，确保p沟道MOSFET在正常工作时打开导通。出现抛负载情况时，栅极-源极电压被嵌箝位，电池反接时p沟道MOSFET被关断。

MAX6497/MAX6498具有一个开漏、通用比较器，在输出低于设置门限时，可通知系统。MAX6497保持MOSFET开关闭锁，直至输入电源重新上电或者刷新/SHDN引脚为止。当VOVSET降至130mV以下时，MAX6498将会自动重启。

这些器件采用小尺寸、热增强的型6引脚和8引脚TDFN封装，工作在-40°C至+125°C温度范围。

齐纳二极管的选择，要求避免在正常工作时消耗过多的功率，并可承受高于输入电压最大值的电压。此外，齐纳二极管的击穿电压必须小于OVP的最大工作电压(72V)，击穿时齐纳二极管电流最大。

串联电阻(R3)既要足够大，以限制过压时齐纳二极管的功耗，又要足够小，在最小输入电压时能够维持OVP器件正常工作。

图2中电阻R3的阻值根据以下数据计算：齐纳二极管D1的击穿电压为54V；过压时峰值为150V，齐纳二极管的功率小于3W。根据这些数据要求，齐纳二极管流过的最大电流为：

3W/54V = 56mA

根据这个电流，R3的下限为：

(150V - 54V)/56mA = 1.7kΩ

R3的峰值功耗为：

(56mA)2 × 1.7kΩ = 5.3W

如果选择比5.3W对应电阻更小的阻值，则会在电阻和齐纳二极管上引起相当大的功率消耗。

为了计算电阻R3的上限，必须了解供电电压的最小值。保证MAX6495正常工作的最小输入电压为5.5V。例如，假设供电电压的最小值为6V，正常工作时R3的最大压降为500mV。由于MAX6495的工作电流为150μA (最大)，相应电阻的最大值为：

36

500mV/150μA = 3.3kΩ

图2中的R3设置为2kΩ，可以保证供电电压略小于6V时OVP器件仍可以正常工作。

注意，发生过压故障时，R3和D1 (图2)需要耗散相当大的功率。如果过压条件持续时间较长(如：几十毫秒以上)，图3所示电路或许更能胜任应用的要求。图中射极跟随器通过降低从R3与 D1节点抽取的电流大大增加R3所允许的最大值。以β值为100的三极管为例，此时150μA的器件工作电流变成1.5μA。这种情况下，不能忽略5μA 的二极管反向漏电流。R3为10kΩ，因此，由于漏电流在R3上产生的压降会达到50mV。

在IN和GND间使用一个1μF (最小值)的陶瓷电容。确保器件的电压范围满足输入电压的要求，须注意MOSFET的VDS_MAX额定值。

额定电压为380V，变频范围3—100Hz。3—50HZ为恒转矩调速，50—100Hz为恒功率调速

风机型号VEC—V6—132F3，风机功率：132KW，额定电压：380V，额定电流：245A，转速2980转/分，运行电流：120A～180A；风量：12776m3/h；风压：21995Pa；

控制方式 键盘调速+键盘运行

2 上限频率 50HZ

4 加速时间 112

5 减速时间 80

6 转矩提升 17

7 载波频率 5

9 上升/下降控制 有效

10 自由停车功能 有效

37

11 电流限幅功能 有效

图4-17过电压保护电路

3.4.2.2电流检测电路

38

图4-18霍尔电流传感器

模块参数： 由于逆变晶闸管就是开通或关断直流电流，形成负载上的中频电流。因此，逆变晶闸管的触发信号与中频电流同相位。直接取单片机发出的逆变触发信号作为中频电流过零信号，送至80C196MC的比较捕获单元引脚CAP0。 功率自动控制部分若是模拟电路，其产生的逆变角调节信号可接至80C196MC的A/D转换输入引脚ACH0。80C196MC的自带的A/D转换模块将其转换后可得出调节量。功率自动控制部分若是数字电路，其产生的逆变角调节信号可通过串行通信传至80C196MC。串行通信信号接至80C196MC的比较捕获单元引脚CAP1及CAP2。 启动过程中的控制信号，如直流电压限幅信号、重复启动时关机信号、启动成功转锁频信号均为开关量，可接至80C196MC的I/O口P0.1，P0.2和P6.4。发生故障的保护信号接至80C196MC的不可屏蔽中断引脚NMI，以保证任何时候发生故障控制程序都可以及时转入保护中断。 控制参数的设置和显示可以通过人机接口外接键盘和数码管实现。

39

型号/资料 CHB-25NP CHB-50P

测量范围 7A 80A 150A 300A 500A

(Ω)

输出值 精度 匝数比

25mA 0.8% 5:1000

100 190 120 100 50 30 30 25

±15 ±12～15 ±12～15 ±12～18 ±12～18 ±12～24

±15～24

PCB Φ10 Φ10 Φ20 Φ20 Φ25

电源Vc(V)

原边窗口

额定值

5A 50A

100mA 1.0% 1:500 0 100mA 0.8% 1:1000 0 100mA 0.5% 1:2000 0 150mA 0.5% 1:2000 0

CHB-100P 100A CHB-200S 200A CHB-300S 300A CHB-500S 500A CHB-1000

S

1000A 100mA 0.5% 1:5000 0

1000A 1500A 200mA 0.5% 1:5000 0

测量频率：0-100KHZ 测量范围：1-40000A 精度：0.2%-1% 相应时间：?1US 线性度：0.1% 无测量插入损耗。 工作原理：

被测电流IN流过导体产生的磁场，由通过霍尔元件输出信号控制的补偿信号IM流过次级线圈产生的磁场补偿。当原边与副边磁场达到平衡时，其补偿电流IM即可精确反映原边电流IN的值。

缓冲电路：

它是在开关管两端并联由电阻、电容和二极管组成的缓冲电路?。D1与开关

管反并联，韵成反向续流回路。当开关管关断后，负载电流经D2、电容c流通， 由于负载电流对电容C充电，使其电压逐渐上升，从而抑制了开关管两端的电压 上升率。开关管导通时，c经R和开关管放电，C的能量被R消耗。与电容C串联

的电阻R可起阻尼作用，由于一般电路都是呈感性的(变压器漏感或负载电感)，

电阻的存在可以防止等效电感L和电容c在电路的过渡过程中，发生振荡而在电 容两端出现过高的电压损坏IGBT，同时，还可以避免电容通过IGBT放电时的放电

40

电流过大，造成过电流损坏IGBT。

四 主程序设计

主要程序为闭环主程序、SPWM中断处理子程序和5ms定时中断子程序．主程序分为初始化、参数修改、刷新SPWM给定值等几个模块；SPWM 中断处理子程序中先根据人口参数计算三相脉宽．然后进三相脉宽值到三个输出比较器准备下一次中断；5ms中断子程序则根据当前转速给定与转速反馈值计算出新的SPWM 给定值及转向，以供CPU 输出对应的SPWM 波形．为了提高系统稳定性，仅在停车时方可修改各参数，开车状态时该功能自动失效．转速调节采用模糊(fuzzy)控制并结合PI算法在低速情况下可获得良好的动静态特性．

中断开始 中断开始 计算三相脉冲 算出新的SPWM 的给定值 送三相脉冲值到三 个输出比较器准备 下一次中断 中断返回 中断返回

SPWM中断 5ms定时中断

41

开始 初始化 修改 参数改 读给定转向 设SPWM输出中断，设RELOAD寄 存器，设死区时间寄存器 启动 给定变 刷新转速给定 新旧SPWM给定值有变化 修改SPWM给定值输出新转向 开中断 闭环主程序

系统软件框图

42

五 总结

本设计参考变频系统的设计思想，设计并制造了一套全数字化SPWM变频器调速系统，通过对16位单片机8OC196MC的波形发生器输出信号施加三相正弦函数调制和电压幅值调制，使得其V /F控制策略在软件上得以实现。对这种调速系统分析和设计作了相应的研究。总的来说，得出了以下结论:

1.在基频以下的变频调速中，本文通过设定完全转矩补偿的V/F曲线，可以提升变频后的最大转矩，得到较好的控制特性。

2.变频驱动器主电路的逆变采用了SPWM调制技术，理论表明，当载波频率较高时，其输出脉冲序列的基波电压幅值与所要求的等效正弦波幅值相等。故这种调制方式能很好地满足异步电机变压变频的要求。通过对其频谱的分析，还证明了提高载波频率，可以有效抑制谐波电压和电流，从而改善电机的运行性能。

3.专为电机控制而设计的单片机8OC196MC能方便可靠地实现双极性SPWM调制，特别适用于高频逆变场合。其SPWM控制信号采用片内WFG外设电路生成，用户只需考虑调制函数表的设定，依靠查表和计算就可以快速确定SPWM占空比，极大地简化了系统结构。

4.开关驱动电路使用IGBT专用混合驱动芯片IR2110，实验表明，使用集成混合驱动电路具有较高的可靠性。

总之，通过本课题的锻炼，我学习到了电机控制中一种先进的法，让我在计算机的学习上迈出了一大步，在今后学习和工作中，我会吸取实验过程中的经验教训，对单片机进行更深入的研究和开发。

由于本人在所研究的领域涉足尚浅，学识有限，而对该课题的学习也主要靠个人的摸索，论文中难免存在不足，对此恳请各位专家、教授和老师予以指正。

43

参考文献

[1]孙涵芳.Inte116位单片机.北京航空航天大学出版1999

[2] 何熙文等.工ntel 8XC196MC/MD高档单片机原理及实用设计.大连:大连理工大学出版社 ，1995

[3] Intel公司.8XCI96MC Hand Book,1991

[4] 张燕宾.变频调速应用实践.北京:机械工业出版社，2001。 [5]胡崇岳.现代交流调速技术.北京:机械工业出版社，1998

[6]吴隆安等.适用于SPWM控制的高性能微处理器8XC196MC.电气传动，1995 [7]王秩泉等，高档单片机8XC196MX与电气传动.电气传动自动化，1997 [8]薛均义等.MCS51/96系列单片微型计算机及其应用，西安交通大学出版社 1990 [9]吴隆安等.8XC196MC特有的SPWM输出功能.电气传动，1994 [10]赵相宾.谈我国变频调速技术的发展及应用.电气传动，2000

[11]谭政华，智能化逆变电源的研制极其SPWM波软件生成，上海交通大学2000 [12]金新民，关于异步电动机变频调速系统的方针方法，北方交通大学学1996 [13]姚沛然，异步电动机性能的影响与分析。1996 [14]陈伯时，交流调速系统，机械工业出版社，1999年

[15]吴守簇，电气传动的脉宽调制控制技术，机械工业出版社1999 [16]胡崇岳，现代交流调速技术，机械工业出版社，1998年 [17]沈安俊，电气自动控制，机械工业出版社，1984年 [18]王汝文，张杭，电力电子技术，西安交通大学出版社，1998 [19]吴安顺，最新实用交流调速系统，机械工业出版社，1998年

44

致谢

本论文是在导师杨文斌老师的悉心指导下完成的。本课题从选题到方案确定，从组装到实验调试，从论文的撰写到修改，自始至终凝聚着杨老师辛勤的汗水。同时杨老师严谨治学、诲人不倦的工作作风给学生留下了深刻印象，使我终身受益。

无论是生活还是学习上，导师给了我无微不至的关怀，在指导和帮助我学术进步上倾注了极大的心血。在论文工作的整个过程中，陶老师知无不言，言无不尽，其平易近人的长者风范令学生难以忘怀，可以说，没有老师大公无私的奉献和孜孜不倦的教导，本论文是不可能完成的。在此，特向我的导师表以衷心致谢。

同时，本课题还得到了教研室其它老师和同学的帮助。其它老师也给了作者许多宝贵的建议和鼓励。在此向各位尊敬的师长致谢。还要感谢同学，他们给了我许多无私的帮助，特此一并道以感谢。

45

附录

46

本文来源：https://www.bwwdw.com/article/t5bp.html