燕山大学电力电子课程设计光伏逆变并网设计

电气工程学院

课 程 设 计 说 明 书

设计题目： 系 别： 年级专业： 学 号： 学生姓名： 指导教师：

I

电气工程学院《课程设计》任务书

课程名称： 电力电子技术课程设计

基层教学单位：电气工程及自动化系 指导教师： 学号 学生姓名 （专业）班级 设计题目 光伏发电单相并网逆变器设计 设 计 技 术 参 数 1、主电路设计：前级DC-DC升压变换器和后级DC-AC逆变器。 设 计 要 求 2、控制系统设计：前级升压变换提供稳定400V直流；后级逆变器并网电流控制策略。 3、驱动电路设计 4、保护功能：⑴ 过流保护 ⑵ 缓冲电路 5、电气操作系统设计：⑴ 控制电路与主电路通、断电逻辑互锁； ⑵ 连接导线截面积计算与选择；⑶ 配置必要的电压、电流仪表指示。 参 考 资 料 周次 应 完 成 内 容 完成全部方案设计： 周一、二：查阅相关参考资料 周二至周五：方案设计、完善 周一、二：完成设计说明书 周三、四：绘制A1设计图纸 周五：答辩考核 1、《电力电子技术》(第5版) 王兆安主编 机械工业出版社 2009 2、《现代逆变技术》 王 聪主编 科学出版社 3、《电力拖动自动控制系统》 陈伯时主编 机械工业出版社 4、相关电气设计手册 第一周 第二周 ⑴ 太阳能电池板输出直流：120VDC±15% ⑵ 逆变器输出交流侧：220V/50Hz ⑶ 逆变器额定输出功率：5 kW (单位功率因数) ⑷ 输出电流THDi：≤5% II

指导教 师签字 基层教学单位主任签字 说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。

电气工程学院 教务科

摘 要

随着世界环境的日益恶化和传统能源的日渐枯竭，迫使着人们加速对新能源的开发和利用。因此，具有可持续发展的太阳能资源受到了人们的重视，世界各国相继出台的新能源法对太阳能发展起到了推波助澜的作用。其中，光伏并网发电具有深远的理论价值和现实意义，仅在过去的五年，光伏并网电站安装总量已达到数千兆瓦，而连接光伏阵列和电网的光伏逆变器便是整个光伏并网发电系统的关键。

本设计根据逆变器结构以及光伏发电阵列的特点，提出了基于DC/DC和DC/AC两级并网逆变器的结构。基于DC/DC和DC/AC的逆变器电路具有相对的独立性，在设计中将分别对两部分电路进行了详细的分析和设计。在DC/DC变换器中，采用BOOST升压电路对太阳能光伏阵列输出电压进行调制，并实现了最大功率跟踪控制，功率控制芯片采用了AVR中的ATMEGE16

III

处理采样数据，并发出控制指令。在DC/AC转换器中，交流逆变频率由固定频率振荡器提供，经过门电路处理得到相应的驱动，最终输出固定幅值和频率的交流电压。

关键词 太阳能 光伏并网 最大功率跟踪 单极性调制

目 录

摘 要 .......................................................................................................................... I Abstract ..................................................................................... 错误！未定义书签。

第1章 绪论 ............................................................................................................. 1

1.1 太阳能并网逆变器的设计背景 ................................................................ 1

1.1.1 全球能源危机与环境问题 ............................................................. 1 1.1.2 太阳能光伏发电的优势 ................................................................. 2 1.1.3 国内外太阳能光伏发电的现状与发展 ......................................... 3 1.2 光伏并网发电系统 .................................................................................... 4

1.2.1 光伏并网系统的组成 ..................................................................... 4 1.2.2 光伏并网系统的优缺点及对逆变器的要求 ................................. 5

IV

第2章 系统总体方案的设计 ................................................................................. 6

2.1 并网逆变器输入方式的选择 .................................................................... 6 2.2 并网逆变器主电路拓扑的选择 ................................................................ 6 2.3 光伏并网逆变器隔离方式的选择 .......................... 错误！未定义书签。 2.4 系统总体方案的确定 ................................................................................ 7 第3章 主电路的设计 ............................................................................................. 8

3.1 前级电路的设计 ........................................................................................ 8

3.1.1 BOOST结构的原理分析 ............................................................... 8 3.1.2 BOOST电路参数的计算 ............................................................. 10 3.2 后级单相全桥逆变电路设计 .................................................................. 16

3.2.1 全桥逆变电路分析 ....................................................................... 16 3.2.2 全桥逆变电路的参数计算 ........................................................... 16

第4章 控制电路的设计 ....................................................................................... 18

4.1 前级控制电路的设计 .............................................................................. 18

4.1.1 最大功率跟踪技术的原理分析 ................... 错误！未定义书签。 4.1.2 MPPT技术基本拓扑的选择 ....................... 错误！未定义书签。 4.1.3 MPPT控制方法的选择 ............................... 错误！未定义书签。 4.1.4 MPPT的软件设计 ....................................... 错误！未定义书签。 4.1.5 MPPT硬件设计 ........................................... 错误！未定义书签。 4.2 后级控制电路的设计 .............................................................................. 19

4.2.1 单相逆变器SPWM技术分析 ..................................................... 19 4.2.2 驱动电路设计 ............................................................................... 21 4.2.3 采样电路的设计 ........................................................................... 27 4.2.4 控制部分供电电源的设计 ........................................................... 29

结 论 ....................................................................................................................... 31 致 谢 ....................................................................................................................... 32 参考文献 ................................................................................................................... 33 附录 1 ....................................................................................................................... 34 附录 2 ....................................................................................................................... 35

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第1章 绪论

1.1 太阳能并网逆变器的设计背景

1.1.1 全球能源危机与环境问题

能源是我们生存的基础，与我们的生活有着不可分离的关系。但是，随着全球工业化的全面展开，物资水平的快速提高，能源物资消耗急剧上升，煤炭、石油和天然气三大化石能源日渐枯竭。可见，能源的匮乏问题逐渐显现，促使着人们去寻找新的能源来改变现今存在的问题。

然而，伴随着能源的大量消耗，由能源消耗导致的问题层出不穷，温室效应气体大量增加，全球气候变暖，空气质量急速下降，污染严重，出现了由污染导致的各种疾病。面临实现经济和社会可持续发展的重大挑战，人类文明的高度发展与地球生存环境的快速恶化已经形成一对十分突出的矛盾。因此，在资源有限和保护环境的双重制约下，人类要解决能源问题，实现可持续发展，只能依靠科技进步，大规模地开发利用可再生洁净能源。

在这能源紧缺的时代，我国经济正处于一个飞速发展的时期，工业化正努力与全球工业水平接轨，能源需求量更是远远超过全球平均水平。而在我国的能源结构中，煤是主要的能源物资，消耗量极大，占能源消耗总量的76%。由于大量的消耗煤资源，产生大量的CO与CO2等污染气体，严重的污染了环境。这种不合理的能源结构和低水平的能源利用技术严重阻碍了我国经济的发展。因此，开发利用可再生能源，改变能源结构已成为我国能源战线上十分艰巨而紧迫的任务。

可见，能源的匮乏已成为全球经济发展与人类文明前进的制约因素之一，人类经济要想得到快速的发展和突破，就必须开发新能源，改变能源的供给状况。在二十世纪初，人们发现了太阳能，它的优势正好满足现今社会的要求，能够实现经济发展与环境保护的双赢。太阳能无处不在，储备量丰富，开发利用没有污染，取之不尽用之不竭，是人类的实现可持续发展的最佳能源。随着技术的提高，太阳能的经济优势也逐渐体现，也开始投入了市场经济。我相信，只要我们努力，将来一定能让太阳能取代其他能源，解决能源匮乏、环境污染、温室效应等一系列由化石能源过度使用导致的问题。

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1.1.2 太阳能光伏发电的优势

随着工业文明的不断发展，我们对于能源的需求越来越多。传统的化石能源已经不可能满足要求，为了避免面出现能源枯竭的困境，寻找优质的替代能源成为人们关注的热点问题。可再生能源如水能、风能、太阳能、潮汐能以及生物质能等能源形式不断映入人们的眼帘。水利发电作为最早应用的可再生能源发电形式得到了广泛使用，但也有人就其的环境问题、安全问题提出过质疑，况且目前的水能开发程度较高，继续开发存在一定的困难；近些年来风能的利用也是热点问题，但风力发电存在稳定性不高、噪音大等缺点，大规模并网对电网会形成一定冲击，如何有效控制风能的开发和利用仍是学术界关注的热点。

在剩下的可再生能源形式当中，太阳能发电技术是最有利用价值的能源形式之一。太阳能储量丰富，每秒钟太阳向地球输送相当于 210 亿桶石油的能量，相当于全球一天消耗的能量；一天内达到地球表面的的太阳能总量折合准煤共约5.184?1021吨，是目前世界能源探明储量的1万倍。而我国是太阳能资源十分丰富国家，但是目前的太阳能利用率还不到 1/1000 ，因此在我国大力开发太阳能潜力巨大[20]。到目前为止，太阳自出现以来只消耗了它本身能量的2%，今后足以供地球使用几十亿年，可谓是取之不尽用之不竭，这就决定开发利用太阳能将是人类解决能源匮乏问题行之有效的途径。

太阳能的利用分为“ 光热” 和“ 光伏” 两种，其中光热式热水器在我国应用广泛，光伏是利用光生伏特效应原理，通过半导体材料直接将太阳能转化为电能的一种现代技术，太阳能发电技术具有很好经济性和可持续发展性，具有其他能源无法比拟的优点。

太阳能在地域上不受限制，任何地方的太阳能都可以免费被开发和利用，不存在能源垄断问题，而其他化石能源存在地域性，可为化石能源匮乏的地区解决能源问题；太阳能是最环保的能源，在开发利用时，不消耗燃料，不会产生废渣、废水、废气，也没有噪声，不会造成污染和公害，更不会影响生态平衡，同时在沙漠上面建造太阳能光伏发电基地，直接降低沙漠地带直射到地表的辐射，有效的降低地表温度，减少蒸发量，稳固并减少沙丘，做到了环保与经济的双赢；太阳能经济性好，相对其他的风能、水能基地建造，太阳能光伏发电系统成本较低、占地面积小、灵活性好（屋顶、墙面等只要能与太阳光线直接接触的地方都可以成为光伏发电基地）。

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1.1.3 国内外太阳能光伏发电的现状与发展

光伏发电技术在本世纪迅速的发展，已成为当今国际电力发展的趋势，成为了电力主导技术，为解决能源匮乏问题提供了很好的平台。早在1839年，法国科学家贝克雷尔发现了光生伏打效应并实验成功，20世纪70年代，随着全球工业的迅速发展，已有的化石能源逐渐减少，人们渐渐将目光投向了可再生能源，希望可以改变人类的能源结构，维持长远的可持续发展。太阳能的廉价、绿色环保、无穷的储备量等独特的优势吸引了人们的眼球。从此，各国都纷纷制定了发展计划：日本于1992年启动了新阳光计划，美国于1997年制定了“百万屋顶”计划，德国也相继制定了可在生能源法规定光伏发电上网电价，瑞士、法国、意大利、西班牙、芬兰等国都纷纷制定光伏发电计划，并投巨资进行技术开发和加速工业化进程，直到2006年，世界已经建成10多座MW级光伏发电站[12]。

世界光伏工业从1997年到2001年，5年的年平均增长率达35.5%。2004年世界光伏电池组件的生产量达到1194MW，比2003年的744.26MW增长了60.46%。到2004年底，世界光伏发电的累计装机容量达到4330MW。从世界范围来讲，光伏发电已经成为完成初期开发和示范阶段，现在正向大批量生产和规模应用发展，从最早最为小功率电源发展到现在作为公共电力的并网发电，太阳能光伏发电间达到占世界总量发电量的10%~20%，成为人类基础新能源之一。

我国太阳能资源丰富，与同纬度的其他国家相比，与美国相近，比欧洲、日本优越得多，因而有巨大的开发潜能。

我国的太阳能电池的设计始于1958年，1959年研制成功第一个有实用价值的太阳能电池。1971年3月首次成功将太阳能电池应用于我国第二颗人造卫星上。1973年开始在地面应用太阳能电池，1979年开始生产单晶硅太阳能电池。20世纪80年代中、后期，引进国外太阳能电池生产线和关键设备，初步形成生产力达到4.5MW的太阳能光伏产业。其中，单晶硅电池2.5MW，非单晶硅电池2MW，工业组件的转换效率单晶硅电池为11%~13%。非单晶硅电池为5%~6%。20 世纪90年代中、后期，光伏发电产业进入稳步发展时期，太阳能电池组件产量逐渐增加。

经过30多年的努力，21世纪初我国光伏发电产业迎来了快速发展的新阶段。到2004年，我国光伏电池组件的产量约100MW。到2003年底，光伏发电的累计装机容量约达55MW，其中并网发电2MW，占其4%。在这发展期

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间，我国在全国各地斥资建造多座光伏发电基地，级别已经达到兆瓦级。

虽然我国的光伏产业已经形成了较好的发展基础，但在总体上与世界水平相差很大，这些差距主要表现在：生产规模小；技术水平低；高纯度硅材料严重短缺，95%依赖进口；成本价格高，无法实现迅速普及化；缺乏市场培育和开拓的支持政策、法规和措施等因数。达目前为止，我国的光伏并网发电的关键技术与设备仍主要来自于进口，面对如此巨大的技术需求，迅速发展我国的光伏产业也成为我们这一代刻不容缓的任务。

1.2 光伏并网发电系统

光伏系统按照与电网的关系，一般可分为离网光伏系统和并网光伏系统。离网光伏系统不与电网相连，作为一种移动式电源，主要用于给边远无电地区供电。光伏并网系统与电网相连，作为电力系统的一部分，可为电力系统提供有功和无功电能。目前，世界光伏发电系统的主流应用方式是光伏并网发电，即光伏系统通过并网逆变器与当地电网连接，通过电网将光伏系统所发的电能进行分配。

1.2.1 光伏并网系统的组成

光伏发电系统主要由三部分构成：光伏阵列、并网逆变器、电网，其构成如图1-1所示。

其中光伏阵列是光伏并网系统的主要部件，光伏阵列利用光生伏打效应将太阳能直接转换为电能，在通过逆变器将直流电能转换为交流电能并入电网。逆变器主要可以分为电压型逆变器和电流型逆变器，电压型逆变器主要是通过电力电子开关器件连接电感构成，以脉宽调制的形式向电网送电，通过控制器实现最大功率点跟踪，由继电保护装置确保光伏系统与电网的安全。

PV逆变器图1-1 太阳能光伏并网发电系统

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电网

控制器一般采用单片机或DSP作为主控芯片，在本设计中采用的是ATMEGA16为控制器，跟踪最大功率点，实现MPPT控制，提供一个工频交流电源，而对并网同步问题并未涉及。

1.2.2 光伏并网系统的优缺点及对逆变器的要求

与离网运行太阳能光伏发电站比较，并入大电网有很多好处：不必考虑负载供电的稳定性和供电质量问题。光伏电池可以始终工作在最大功率点处，有大电网来接纳太阳能所发出的全部电能，提高了太阳能发电效率。因为直接将电能输入，可以充分利用光伏阵列所发的电力。省略了中间储能环节，降低了蓄电池充放电的能量损耗，免除了对蓄电池环节的维护，以及有蓄电池带来的污染，降低系统成本。并网系统还可以对电网起到调峰作用。但目前还存在主要的三大问题：光伏阵列发电效率低，紫铜成本价高，发电受外界环境影响较大，同时还存在对电网的谐波污染以及孤岛效应。

光伏并网发电系统是将太阳能转换为我们所通用的电能，所以对逆变器有以下要求：

1.额定输出功率为1KW 2.额定输出电压220V 3.额定频率50Hz

4.前级控制电路频率为50KHz 5.输入电压范围150V~310V

6.要求无变压器隔离，尽量减小成本，实现动态响应好

7.直接并入电网，只设计工频交流输出，不考虑并网的后续工作 8.实现高质量的电能输出，要求电流和电压畸变率都小

9.实现系统安全保护要求，如输出过压过流保护，以保证系统的安全性 10.最大功率点跟踪，使光伏阵列输出最大的功率，以提高逆变器效率

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所示。其中，输入电压Vin?150~310V，输出Vout?400V、Io?2.5A，工作频率为50KHz。

根据图3-2（a）中的VL波形，按照伏秒积平衡（即在一个周期内电感上的电压面积平均值为零）可知：

DTVin?(Vin?Vdc)(1?D)T?0

式中，D为占空比、T振荡周期、Vin为光伏阵列输出电压、Vdc为BOOST输出电压。由上式可得占空比和输入、输出之间的关系：

VD?1?in （3-1）

Vdc当保持输出电压一定时，输入电压在一定的范围内扰动，我们通常是通过控制占空比的变化来稳定输出电压。若光伏阵列的输出电压在150V~310V之间变化，可以得出占空比的变化范围如下：

VV1?inmax?D?1?inmin

VdcVdc1?310V150V?D?1? 400V400V即：0.225?D?0.625

如果不考虑功率传输时的损耗，则有：

Pin?Pdc （3-2）

所以，由式（3-1）和（3-2）可得： Idc?1?D （3-3） IinBOOST电路工作时，导通时，电感两端的电压VL?Vin，输入电流就是电感上流过的电流，即IL?Iin。所以，纹波电流与电压有如下关系：

?i?

VinDT L11

考虑到纹波电流必须控制在一定的范围内，则有

DTVin （3-4） L??iL?i如果纹波系数为K，一般情况下取K=0.2。由于K?L、IL?Iin，所以

IL由式（3-1）和式（3-4）可以求出：

DT(1?D)Vdc （3-5） L?KIin由式（3-3）和（3-5）可以得出：

DT(1?D)2Vdc （3-6） L?KIdc1将上式（3-6）对占空比求导，可以计算出当D?时，L有最大值：

311?2?10?5?(1?)2?400DT(1?D)Vdc33L???2.37mH

KIdc0.2?2.52所以滤波电感的L?Lmax?2.37mH，取L?3mH。 2．输出滤波电容（中间支撑电容）的设计

由图3-2（a）iC的波形可以看出，在y轴负轴面的面积高度正好是输出的额定电流IO。此时，IO所包含的面积就是电容在电路工作过程中的充电电

QC，可以计算出电容的容值。 C因为输出电压的纹波必须控制在一定的范围之内（本设计的输出纹波为输出电压的2%），所以输出滤波电容可以按照如下方法计算：

QIDT?VO?C?O?2%Vdc

CC即输出滤波电容的容值如下：

量Q，根据电容充电的原理?VO? 12

IODT2.5?0.625?2?10?5C???4uF

2%Vdc0.02?400在实际的电路中，中间支撑电容除了滤波以外还有储能的作用，而且全

桥逆变不能看做是纯阻性负载。所以，在选择电容时，应选取20倍较大的裕量，本设计选取100uF的电解电容，电压值选择500V。由于电解电容的等效串联电阻较大，我们通常采用几个同等电压等级的小电容值并联代替单个的电容。

3．开关管与续流二极管的选择

在开关管截止的时候，续流二极管导通，此时开关管上承受的电压就是输出的直流电压，一般情况下我们都会留出30%的裕量，以免输出尖峰对开关管冲击以致损坏。所以，开关管承受的最大电压：

VMOSFET?(1?30%)Vdc?520V

对于续流二极管而言，当开关管导通的时候，续流二极管截止，此时它承受的反向电压为直流输出电压。同开关管一样，我们都必须留有一定的裕量，防止尖峰脉冲损坏续流二极管。

VD?(1?30%)Vdc?520V

而开关管承受的最大电流为流过电感的最大电流iLppk，根据图3-2（a）中iL波形的安秒积平衡可以得出：

Iin?即

[?iLT?(iLppk??iL)T]12?iLppk??iL T21iLppk?Iin??iL （3-7）

2由式（3-3）与（3-7）可以计算出：

IVDTiLppk?O?in

1?D2L在电路工作时，未经过MPPT调整的BOOST输出电压是稳定的，根据

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电压与占空比的关系可知：当输入电压最小时，占空比最大；输入电压最大时，占空比最小。电路只可能工作在这两种情况下：

当输入电压最大时，

2.5310?0.225?2?10?5iLppk1???3.343A

1?0.2252?593?10?5当输入电压最小时，

2.5150?0.625?2?10?5iLppk2???6.81A ?51?0.6252?593?10由计算可以得出结论，当输入电压最小时，电感有最大的电流峰值。开关管与续流二极管只要满足电流峰值和电压峰值的要求，并且留足够的裕量

便可。所以本设计选用MOSFET的型号是IRFPC50，VDSS?600V，ID?11A，

VGS??20V；续流二级管的型号是MUR1560，VRRM?600V，IF(AV)?11A。 4．电感的制作

在设计电感的过程中，我们需要考虑很多问题，比如说电感应该选择什么样的磁芯材料、铜线线径的大小等。在本设计中，由于BOOST电感的感值很大，达到了毫亨级别，如果选用一般的铁粉芯材料，它的相对磁导率较小，往往会因为磁环的尺寸无法绕下计算的匝数而不能满足要求。因此，本设计选用铁氧体磁芯（PC40），它的相对磁导率较大，能够满足制作的要求，而且能够大大的节约费铜量。

本设计选择的电感采用高频变压器制作，如果选用变压器制作电感，我们就必须根据变压器实际的要求来选择合适尺寸，首先就必须确定AP值的大小，方便选择对应的变压器骨架。

根据法拉第定律，电感有如下关系：

did?d(BS)L?N?N dtdtdt两边同时积分可以得出：

LI?NBWAe

整理上式，在等式两边同时乘以I得：

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LI2 （3-8） NI?BWAe考虑电感的安匝值是由有效的铜窗口面积K0AW中的电流构成的事实，有下式：

NI?JK0AW （3-9）

由式（3-8）与（3-9）可以得出：

LI2 AwAe?AP?BWJK0J?KjAPx LI2?104 AP?xBWK0KjAP一般情况下x?-0.125，联合上式可以求出

LI2?1041.1433AP?()cm

K0KjB磁芯材料铁氧体PC40，在自然风冷的条件下，允许温升30C、K0?0.6（铜线填充系数）、Bmax?0.25T，Kj?450A/cm2计算所需变压器的AP值如下式[7]：

AP?(LILppk2?104K0KjBmax)1.143cm3

经过计算AP?20cm3，查询相应资料可以得出与该AP值相近的变压器型号是EE55。

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3.2 后级单相全桥逆变电路设计

3.2.1 全桥逆变电路分析

全桥逆变电路原理图如下：

D1D4+Q1CdD2-Q2Q4LN~D3Q3

图3-3 单相全桥逆变后级电路原理图

图3-3为以场效应管（MOSFET）为主开关器件的单相全桥逆变电路，其中LN为交流输出滤波电感，对输出电压有平滑的作用。Cd为直流支撑电容，也是前级BOOST电路的输出电容，只有当电容两端的电压充电到输出电压的峰值时，后级电路才能开始工作。Q1~Q4为主开关MOSFET，D1~D4是其反并联二极管（MOSFET一般内部自带反并联二极管），四个开关管的交替导通确保逆变输出，反并联二极管在对应MOSFET截止的时候提供放电回路，确保在下一个周期到来时电路没有多余的能量存在。欲使电感电流按照给定的波形和相位得到控制，必须保证在运行过程中，直流侧电压不低于电网电压的峰值，否则，续流二极管将以传统的整流方式运行，电感电流不完全可控，导致逆变失败。

3.2.2 全桥逆变电路的参数计算

1．输出LC滤波器的设计

全桥逆变之后输出电压为按正弦规律变化的一系列电压脉冲，交流纹波极大，无法并入电网，因此，必须在输出端加LC滤波器，将全桥逆变输出的正弦方波变为满足要求的正弦波，才能实现并网。

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从电流的纹波系数方面来考虑，输出的滤波电感就直接影响输出电流纹

di波系数。根据电感的伏安特性VL?L可得：

dt?i??TON0VL(t)dt （3-10） Lf由于在正弦波峰值附近的电压占空比最大，纹波电流也最大，只要把最大的纹波电流控制在设计要求之内，那么其它条件也应该满足要求。此时，加在电感两端的电压为交流电压的峰值，即Vmax?220?2?311V。

根据电感的伏秒积平衡可知，

V?VD?dcmax （3-11）

Vdc由式（3-10）与（3-11）求出滤波电感的关系式如下：

V(V?V)TLf?maxdcmax

Vdc?i在本设计中，直流输入电压Vdc?400V，输出最大并网电流为5A,取纹波系数为0.2，死区时间设置电阻RD?0?，SPWM控制芯片的振荡频率为：

11??25KHz ?103CT(0.7RT?3RD)0.7?47?10?12?101?20uS，但是考虑到输出的SPWM驱动波形为振荡频率的两倍，T?2ff?所以得出：

311?(400?311)?20?10?6Lf??1.4mH

400?0.2?5由于?iL?0.2Io，所以Lf?1.4mH，在本设计中取Lf?2mH。 逆变器输出交流电压的基波为50Hz的正弦波，而本设计中的全桥的工作频率为50KHz。因此，要想获得一个光滑度较高的正弦波，滤波器的截止频率就必须满足50Hz?fc?50KHz。其截止频率满足下式时就能达到滤波的效

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果：

2?LC对高于截止频率的高次谐波将以40分贝每十倍频程衰减。在本设计中，

fc?1 （3-12）

滤波器的截止频率fc?1KHz,由于Lf?2mH，将参数带入式（3-12）可以得出C?13uF。

2．全桥逆变电路开关器件的选择

在全桥逆变电路中，对角位置上的一组开关元件同时导通，同一桥臂上下开关管交替导通，每个开关管承受的电压为输入侧直流电压的一半，所以我们只需要选出能够承受直流母线电压一半的开关MOSFET就能满足要求。由于输出功率为5KW，若不考虑逆变功率损耗，那么输出直流电流大概为12.5A左右。在本设计中，中间直流电压在400V左右，保证足够裕量的条件下，选择主MOSFET为IRF840（500V、8A）满足要求。

第4章 控制电路的设计

光伏并网逆变器的控制电路主要包括前级控制电路和后级控制电路。前级控制电路主要包括PWM稳压控制电路和MPPT控制电路；后级控制电路主要包括SPWM交流稳压控制电路与过流保护电路。

4.1 前级控制电路的设计

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4.2 后级控制电路的设计

4.2.1 单相逆变器SPWM技术分析

正弦脉宽调制技术（SPWM）的基本原理是将正弦波等分为N个脉冲幅值按照正弦规律变化的方波，根据冲量相等的原理，可以将这些脉冲等效为幅值相等而脉冲宽度按照正弦规律变化PWM方波[9]，如图4-9所示。

对于电压型单相全桥逆变器而言， 正弦波SPWM调制技术有两种方法，分别是单极性SPWM调制和双极性SPWM调制。该调制技术有两个基本元素，分别是调制波与载波，调制波决定输出交流电压的幅值和频率，载波决定SPWM驱动脉冲的频率。根据载波的不同可以判断调制方法，如果载波是锯齿波，那么调制方法是单极性调制方法；如果载波是三角波，那么调制方法为双极性调制。

u?tu?t4-9 PWM波代替正弦半波

如图4-10所示，为双极性正弦调制方法。双极性调制是指两桥臂交叉对应的开关管Q1和Q3，Q2与Q4分别为一组，同时导通和截止，两组开关互补导通。这样在逆变器的输出可以得到极性交变的电压脉冲。

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uca)umUcmUcm?tug1,3b)?tug2,4c)?tuoUdcUdc

图4-10 双极性单相逆变器电路的电量波形

d)?t由于双极性调制的输出电流变化率比较大，抗外界干扰能力差，所以本系统采用的是单极性调制方法。

如图4-11为单极性正弦调制方法的波形发生过程，根据驱动的要求，四个开关管的驱动信号各不相同。其中Q1和Q2的控制信号由正弦波与一低电平经过一个比较器产生，信号的频率与正弦波的频率相同，占空比为50%，控制Q1和Q2交替导通；Q3的控制信号为馒头波与锯齿波比较产生，Q4的控制信号与Q3正好反相。在工作过程中，当Q1导通时，Q2截止，Q3按照图4-13中c)的规律导通与截止，Q3与Q4的工作状态相反，Q3导通，Q4截止，反之。

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uca)um?tuob)?tu3c)?tu4d)?tu1e)?tu2f)?t图4-11 单极性SPWM单相逆变电路的电量波形

与双极性调制方法相比，单极性调制方法具有易于消除的很少的谐波分量，对外部谐波干扰小，每次开关管导通和截止时，电压变化的幅值是双极性调制的一半，开关管的电压应力小。本设计以单极性调制方法为基础，做了一些改进，使驱动电路更加稳定。

4.2.2 驱动电路设计

1．正弦振荡电路的设计

对于光伏并网逆变器而言，正弦基波应该来自于并网电流，通过跟踪电网的电流实现与电网的同步。但是在本设计中，将并网同步的电流基准波用固定的正弦振荡电路来代替，如果要实现并网，只需要将固定的正弦基准波用电网电流代替便可。

正弦波振荡电路是一个没有输入信号的带选频网络的正反馈放大电路。

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只要满足两个条件就能够维持正弦波振荡电路工作：一是振幅平衡条件，二是相位平衡条件。振幅平衡条件是指当输入信号与正反馈信号相等时，除去输入信号就能够保证电路继续振荡而不停止工作。相位平衡条件是指电路放大系数与正反馈系数的相位差为2n?(n?0,1,2,....)[5]。

根据光伏并网逆变器并网的要求，输出电压的频率必须与电网同频，所以振荡器的频率选择50Hz。振荡电路如图4-12所示，由图可知，RC正弦振荡电路由放大电路、选频网络和限幅电路构成。

CRCRR1R2D1R3D2图4-12 RC正弦振荡电路

R1、R2和R3与运放构成了电压串联负反馈放大电路， RC组成了电路的选频网络，D1和D2实现了对输出电压的正负限幅作用。

反馈网络的反馈系数为：

FV(s)?Vf(s)Vo(s)R??11(R?)?(sC)1sCR?sCR1sC?sCR （4-15）

1?3sCR?(sCR)2就实际频率而言，可以用s?j?替换，由式（4-15）得

j?CRFV? （4-16） 2221??CR?3jsCR

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如果假设?0?1,式（4-16）可以转化为 RC1 FV? （4-17）

??03?j(?)?0?11时，幅频响应有最大值FVmax?，相频RC3响应相位角为零。此时就可以求出C与R的乘积为

12?f? （4-18）

RC由于f=50Hz，如果使用电容为104，那么由式（4-18）可以得出：

11R???31.8K ?72?fC2?3.14?50?10在式（4-17）中，当???0?所以，可以确定R?31.8K，C?0.1uF（即104）。

当正向放大系数大于3时，电路开始产生交流信号，信号通过正反馈的选频网络使输出交流变大，最后通过电路中的非线性元件限制让其稳定。满足振荡条件可以得到下式

R?R3AV?1?2?3 （4-19）

R1现取R1?4.7K，根据式（4-19）可以得出：

R2?R3?2R1?2?4.7K?9.4K

取R3?2.7K，那么R2?9.4K?2.7K?6.7K，本设计中取R2?6.8K。 2.SPWM波形发生电路设计

在本设计中， SPWM调制方法采用的是单极性调制。考虑到成本问题，本设计选用了集成芯片SG3525，其内部自带振荡器和比较器，通过少量的外围电路就可以在输出端可以直接得到可靠的SPWM波形。

如图4-13所示，为全桥逆变驱动中SPWM发生电路的原理图。SG3525的5脚与6脚分别对地接一个电容和电阻，通过这两个元件激发芯片内部的振荡器，产生一组连续的介于0.9V到3.3V之间的三角波，产生的三角波与9脚输入的0.9V到3.3V的馒头波进行比较，在芯片的11脚和14脚输出两路

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相位相差180的SPWM波形。

L3100uHU11馒头波2123456R3212K78IN-IN+SYNCOSCCTRTVrefViOUTBVccGNDOUTAC30104161514131211109R53330C2822uFC29104+12VSPWM信号D11保护信号R542K1N4148C18472Dis-chargeSDSoft-startCOMPSG3525C19104

图4-13 SPWM波形发生电路

由图可知，本设计并没有直接使用11脚与14脚输出的SPWM脉冲作为全桥的驱动信号，而是将两个脉冲信号输出管脚相接地， 13脚接一上拉电阻。此时，13脚输出信号是由11脚与14脚两路驱动叠加的信号，但是叠加的信号还需要一个门电路的反相处理，因为叠加之后13脚输出的信号与原本的驱动信号反相。

在电路中，电阻R53为上拉电阻，当任意输出脉冲管脚为高电平时，13脚输出为低电平，电感L3的作用是为了防止电源出现电流尖峰时损坏芯片内部的图腾柱，电容C28吸收低频干扰信号，C29吸收高频干扰信号，确保输出SPWM脉冲电压平稳和减少尖峰脉冲。

由图4-13可知，在芯片的13脚得到的SPWM波形还必须经过一些门电路处理才能得到能够驱动全桥的驱动信号。如图4-14所示，为产生全桥驱动信号的过程，图中a与b经过两个逻辑与之后得到了图中c和d的两路驱动信号，这两路信号分别驱动全桥中的Q2和Q3，然后将Q2和Q3两路驱动经过逻辑非之后，得到图中e和f两路驱动。图e为Q1的驱动波形，与Q2的驱动反相；图f为Q4为的驱动波形，与Q3的驱动反相。

此图将产生驱动全桥信号的过程详细的表现了出来，其中工频50Hz的方波是正弦波通过简单的比较电路产生。考虑到本设计选择的开关管存在开通与关断时间，每次开通与截止转换的过程中必须预留一定的死区时间，如果

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没有预留足够的死区时间， 开关管在应该关断的时候没有关断，应该导通的时候没有导通，最终将导致驱动混乱而无法正常工作，出现直通现象，烧毁电路。

SG3525的13脚波形a?t?t?tb两路互补的工频方波{cug2?tug3dug1eug4?t?t?t图4-14 本设计SPWM脉冲波产生的过程

f

3．死区时间的设计

为了使全桥开关管能够有足够的时间完成导通与关断的过程，必须在每次电平切换的时候留有足够死区时间，使电路能够正常的工作，不出现直通的现象。

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在本设计中，脉冲隔离采用专业的电气隔离器件TLP250，隔离工作原理与PC817类似，内部输入端是一个发光二极管，输出端是一个光感二极管、运放、图腾柱等原件组成的感应电路，当发光二极管导通时，7脚输出高电平，正好与3脚输入的电平相反。在电路中，通过延长3脚的高电平，就能减少输出高电平的导通时间，通过这样的延时电路就能完成死区设置的要求。如图4-15为死区时间控制电路。

VCC+12VU2112348765FR107D27R71R5747KORU22A100TLP250104C48C5422uF/25VC4247

图4-15 死区时间的设计电路图

输入脉冲电容电压门限电压逻辑或门输出脉冲TLP250输出脉冲

图4-16 死区时间产生过程

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如图4-16所示，为电路的工作过程。延时电路主要利用了电容电压的保持性原理，当输入端有输入脉冲信号时，逻辑或门立即响应输出高电平，但是当高电平结束下降沿来临时，逻辑或门输出不会立即降为低电平。因为输入端的RC电路并不会立即将输入拉为低电平，而会有一个放电的过程，在放电的过程中，电压会保持一定的时间，当放电的电压低于逻辑门的门限电压时才会使输出将为低电平。

4.2.3 采样电路的设计

在本设计中，采样电路主要包括三部分：光伏电池的电压和电流的采样，输出直流电压的采样，分别通过隔离采样电路将高电压和大电流转换为弱电压信号传个单片机和振荡芯片的控制端，以达到对输出和输入信号的控制，实现设计的要求。

1.光伏电池阵列采样电路和直流升压后的采样电路

在本设计的采样电路中，为了使设计思想更加简洁，输出直流部分的电压采样电路与光伏电池的采样电路相同相同，将直流电压分压后，得到低于5V的电压信号，通过线性光耦隔离，将电压信号传送给单片机和PWM芯片，电路原理图如图4-17和4-18所示。

Vpv+12VR625K4个串联R710KR81K312LM32411R14U3AHCNR201U81LED CATHNC2LED ANNC3CATH1CATH24AN1AN210K8765U3B576LM324采样信号4SGNDSGNDSGNDSGND

图4-17 光伏阵列采样电路

VDCVCCR339K4个串联R410KR51K32LM32411R13U7U2A11234LED CATHNCLED ANNCCATH1CATH2AN1AN2HCNR201SGND8765576LM324反馈电压10KU2B4SGNDSGNDSGND

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图4-18 直流升压电路电压检测电路

在以上两个电压采样电路中，线性光耦采用的是HCNR201，由于其内部有一个反馈光敏二极管，使得该光耦的的线性度能够达到90%以上。在上图中，输入和输出电压比为1:1，传输比有以下关系：

K?VfR13VR5 （4-20） R4式中：K—光耦传输比，一般为1

Vf—反馈电压

又式（4-20）可以得出下式：

VfVR5?KR13 R4由此可知，输入输出电压的比例至于式中的两个电阻的比值有关，所以在设计中选择两个电阻为10K，输入和输出电压比为1。

2．光伏阵列电流采样电路

考虑到检测信号必须经过隔离之后才能送给单片机的A/D转换管脚，所以，在本设计中使用了霍尔传感器，型号为莱姆公司的LA25-NP，对光伏阵列的输出电流进行采样，电路等效图如图4-19所示。

U28k1k2INOUTLA25-NPV+MV-32+12V-12V电流采样R102200

4-19 电流采样等效图

原边输入端为K1，输出端为K2，通过检测M端的电压信号，就能确定光伏阵列的实时电流信号。由于该传感器内部有现成的线圈，不需要人为绕制线圈，只要按照一定规律连接，就能得到我们想要的传输比例，如图4-20为该LA25-NP的管脚示意图，按照如图所示的连接方法焊接电路就能得到所

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需要的传输比。

54321678910

图4-20 管脚连接示意图

按照上图的所示连接，电流传输比为1000:3，检测的电流为3.2A-6.6A，经过电流传感器之后，在测试端检测到的电压为1.92V-3.96V，电压输出的范围能够被单片机识别。

4.2.4 控制部分供电电源的设计

在本设计中，辅助电源采用的是反激拓扑，输出有四路电源，其中?12V的电源给控制电路中的双电源运放、PWM控制芯片和基准电路等供电，5V电源主要给单片机供电，另外一路电源VCC主要为控制电路的隔离驱动与采样电路的高压侧提供电源。对于电源多路输出一般采用稳定最低电压的方法，所以本设计中的辅助电源对5V电压进行稳定。

辅助电源的控制芯片采用的是UC3843，该芯片是电流型控制芯片，对变压器原边进行电流采样，稳定电流环，对副边进行电压采样，控制输出电压稳定，保证能够得到一个稳定的直流电源。

振荡频率的计算如下：

1.81.8f???68KHz

RTCT12?103?22?102?10?12开关器件选择的是IRF840，500V、8A，满足设计的要求。 辅助电源的供电电源VCC除了给自己供电以外，还给主电路后级全桥处的高压侧的驱动提供自举电源，还给前级控制电路提供一个给电压驱动升压电路。

该辅助电源有一定的缺点，就是没有稳压的输出电压不能够稳定在设计要求的电压值，会有一定范围内的波动，但是波动电压幅度不大，对本设计的需求影响不大，可以不考虑波动问题。

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使用辅助电源时，应该注意电源接到芯片或者是经过很长的走线时，应该在电源需求处对地接一个电容，减小电源的波动。如图4-21所示，为辅助电源原理图。

VpvR84135KSVCC+5VR764.7KC40104R774.7KR7910KPC817T3TL431R80R8110K220U27C41104R821KSGNDVREF1U28812VREF7VITR2*C46103/1KVR8868K/2WD31D301N4148R8510R86R872.7*1KC44471SGNDMUR1100*QIRF840**D33+12VUF4002D34UF4002C4847uF/35VC52104+5VC4947uF/35VC53104C43104SGND63D32UF4002D35UF4002COMPOUTPUTCSGND5C5047uF/35VC54104D36-12VVCCVFB4RT/CTSGNDR83C4212K222VREF1SVCC3843TRANS1SGNDR891N4148C47C511K47uF/35V104SGND

图4-21 辅助电源电路

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结 论

随着太阳能产业的不断发展，光伏并网发电逐渐成为了当今能源热点，人们都开始不停的去探索这种可持续发展的能源，力求让太阳能代替现今的化石能源。但是如今的技术还不够成熟，在效率提高的问题上遇到了技术瓶颈，急需要我们去突破。

在本设计中，主要是对太阳能光伏阵列的输出电压进行处理，使光伏阵列输出直流电压在逆变之后能够实现并网，减少火电的煤矿消耗量，节约资源、保护环境，实现能源可持续发展的经济策略。

在实际的电路设计中，采用了两级式逆变方案，前级DC/DC、后级DC/AC两部分。前级DC/DC主要完成直流升压，使光伏阵列的输出电压能够满足逆变的要求，完成对光伏阵列的最大功率跟踪，以使光伏阵列在每一时刻都以最大功率传输到电网，不堆积浪费能量；后级DC/AC部分主要完成工频逆变，将直流电压逆变成工频的交流电压，得到一个稳定交流电压。

而对于本设计而言，逆变器不能直接并入电网，因为在设计时考虑到并网安全性和方案的可行性，没有直接考虑同步问题，如果要并入电网，就必须跟踪电网电流，使输出电压与电网电压同步，才能实现并网。而在本设计中，只要将固定频率振荡器用电网电流信号代替就能实现并网。

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致 谢

本设计的工作是在我的导师沈红老师的悉心指导下完成的，从设计的选题、设计的开展直至设计的完成都凝聚着导师的心血。沈红老师崇高的道德品质、严谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大地帮助和影响。在此衷心感谢这一年来沈红老师对我的关心和指导。

在设计的完成过程中，沈红老师对我的设计写作提出了很多宝贵的意见，同时也得到了很多同学的热情帮助和大力支持，在此向他们表达我的感谢之情。在此表示申请的致谢！

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+12VD27DIODE20R91Vg1R922.7KVs110FR107C48104C5447uF/50VD31R90VCCL3U17B334071R93VCC20R94Vg2R952.7KVs210FR107C49104D32R72344071VCCD28DIODE20R9710FR107C50104C5547uF/50VD33Vg4R982.7KVs4R96TLP2504081R58647KC43475U22B1008765TLP2504069R57247K41U22A1008765+12VR71U211234C4247U18A1方波信号12U231234U17A1SPWM信号5104071R99VCC20R10010C51104D34FR107Vg3R1012.7KVs3R744114071TLP2504081R601347K12U22D1008765TLP2504069R59947K68U22C10040692U17C8765R73U241234正弦信号U18B5方波信号26C4447R53330C2822uF100uHC29104馒头波信号123456U11IN+VrefIN-ViSYNCBOSCVccCTGNDRTAC30161041514131211SPWM信号D11C18472R3212K78DisSDSoftCOMPSG3525C19104109保护信号R541N41482KC20R3310431.8K+12VU12OP07C3110uF+12VU16C21104U251234R34R3531.8K4.7KR368.2K-12VD31N4148R37R5510KOP07附录 1

后级电路控制图

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10KR61R6210KD23R75R76R7710KC5210220K10KD29SR160-12V1N4148U19D241N4148R78R7936K51K+12VU26OP07D261N4148馒头波1R83100KR8110KR8210K-12VR8010KD30SR160正弦信号R6310K10KD25-12V1N4148U20R6510K+12VOP07+12VR64OP07C4547-12V2.7KD4+12VR381N414847K+12VR3910KU13OP07680R40方波信号1D121N4148D35SR160正弦信号-12VR41R4210K510-12VTR2C56473U14R43OP07680方波信号2R44+12VD131N4148J212AC220V-12V+12V47K馒头波1R45510R4610KR47-12VD36SR160U15100KR48300馒头波2C2210uFOP07+12V 附录 2

主电路和前级控制电路

V021122JCA1S2EVS0U23F6S1F/F7u47.C44L700242FDU700042FDUVV07730006300/60194/141401F12F4C1DU0DUC1040844F38QRQFIRI43g4g3VsVVsV700041FDU7004FU8DVV7700000033446667/2/7F9F21C10DUDUC0114084F0182RQFIRQI221gsg1VVVsV1E1SFUFV036/7F1uC1V0C0D4/VF3u10C7406511DRUM05CPFQRIgsVV2RO1TLCUDNVI005/Fu077C4DvNpGVS12123SS000DDD器*感2134R互T3*流2134电75505C11060658614391U8765CLDR3RSTDS87650066710134VDRSDRS5+量准拟基模V2出1.5480压输A压R333电/52D电C02馈样反采880R334591278K8KA3R02MR013UL42VB3241133KUM461K11L8KR0+01R1R278K3256R2702P7UOV2V1-21+87658765K6142C02CC22CC22NNAN1NNAN10CA07K2CA02R01CRCR A A1NDD11N7DD1UENC8EEANCLEAHLCAULLCAH96K1234D1234R01ND0GN5SG50S7T86K4R224A3221UMB327LMULCDK866KCN67.R01V411GR40S540T832DN56DN联GGS联S串4K个R0串7K号14个R01信K439K护56CR3D5RKD1R保28DNvRK1NVGpGSVS基1准3V41531gTLTsV2K2V7R.24682K2k2k2R1R1R11V+7021DR准F基13V422L1TT.5102020R135k7R22K23.2k2R1R1R11V+CCV44信10FCC1D位号1uHCN复10uVGC1S20L01210141k01k4C010R1k876555R162+VFUP12349uLC22T010准VR012基901VR33+21.5v5+84C01LSI1CAKD2CDD01A12FCSDCMODficTSCSXXTTB11PEC/ST/ecDD0//TTR//OOTNNCCCCIIIORV//////5rVBNASC2VVC12345T0123OOA//67A5GPCCCCC/TPPDDPPP6/7DD45DD3C5CPPPPDDPPtUGPCPP-+NCPSNNYSTTsf2IISOCRDoS43T00C1KNC01234567CIO//I6CCCCCCCCX01SO1T12DDDDDDDD/TN01IOSKIAISAAAA23ELLAAAATTAACSMMSG////////////E2040SCDAA////0123456701234567CK129C1ECNTTR31AAAABBBBBBBBMURVGXXAAAAPPPPPPPPPPPPPPPPTA1KR2112C7样样41123量号X采采000DDD拟信A压流位电电压模复FFpp电出5262馈输C2C2反A/D35

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