全桥移相开关电源设计

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摘 要

上世纪60年代开始起步的PWM功率变换技术出现了很大的发展，但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。本文介绍了由UC3875构成的相移式PWM 控制器的工作原理，并在此基础之上进一步设计了由UC3875构成的全桥移相零电压开关（ZVS）PWM 开关电源。该电路能以隔离方式驱动功率MOSFET，从而提高了电路的稳定性；由于采用了ZVS 技术使电路在高频情况下能够大大减小开关损耗，提高了整个电路的工作效率。

阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。分析了电路原理和各工作模态，着重分析了开关管的零电压开通和关断的过程实现条件，并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。分析了电路原理和各工作模态。

关键词：零电压开关技术、全桥移相控制、谐振变换器

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Abstract

60s of last century to start the PWM power conversion technology had major development, but because of its frequency regulator control method commonly used to make soft-switching range is limited, and the complexity of its design is not conducive to optimal design of output filter. This article describes the composition of the UC3875 phase shift PWM controller works, and on this basis for further design composed by the UC3875 phase shift full-bridge zero voltage switching (ZVS) PWM switching power supply. To isolate the way the circuit can drive the power MOSFET, thereby enhancing the stability of the circuit; As a result of high-frequency ZVS technology to the circuit in case of switching losses can be greatly reduced, improving the efficiency of the entire circuit. Zero-voltage switching technology described (ZVS) phase shifted full bridge converter in the circuit application. Analysis of the circuit and the working mode. Analyzes the zero-voltage switch turn on and off conditions of the process of implementation. And put forward the relevant application areas and future development direction. This selected phase shift control full bridge ZVS-PWM resonant circuit topology, zero voltage switching technology described (ZVS) phase shifted full bridge converter in the circuit application. Analysis of the circuit and the working mode.

Key words: zero-voltage switching technology， full-bridge phase-shifting control，resonant converter

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目 录

摘 要 ............................................................... 1 ABSTRACT ............................................................... 2 第一章 引言 ............................................................ 5 1.1开关电源简介 ...................................................... 5 1.2开关电源的发展动向 ................................................ 5 1.3本设计的主要内容 .................................................. 6 第二章 相关电力电子器件介绍 ............................................ 7 2.1 二极管 ............................................................ 7 2.2双极型晶体管 ...................................................... 8 2.3光电三极管 ....................................................... 9 2.4场效应管 ......................................................... 9 第三章 UC3875原理和应用 ............................................... 11 3.1 UC3875简介 ...................................................... 11 3.1.1 uc3875各个管脚简要说明 ...................................... 11 3.1.2 uc3875的特点 ............................................... 13 3.2 UC3875的应用 .................................................... 13 第四章 PWM控制技术 .................................................... 15 4.1 PWM控制 ......................................................... 15 4.1.1 PWM控制的基本原理 .......................................... 15 4.1.2 PWM控制具体过程 ............................................ 16 4.1.3 PWM控制的优点 ............................................... 16 4.1.4 几种PWM控制方法 ............................................. 17 4.2 PWM逆变电路及其控制方法 ...................................... 19 4.2.1 计算法和调制法 ............................................. 19 4.2.2 异步调制和同步调制 ......................................... 21 第五章 电力变换电路介绍 ............................................... 23 5.1整流电路 ........................................................ 23 5.1.1 桥式不可控整流电路 ......................................... 23 5.1.2 单相桥式全控整流电路 ....................................... 24 5.2 逆变电路 ........................................................ 25 5.2.1逆变电路的基本工作原理 ...................................... 26 5.2.2电压型逆变电路 .............................................. 26 第六章 ZVS-PWM全桥移相开关电源设计 ................................... 28 6.1 电路图设计 ....................................................... 28 6.2电路图原理 ....................................................... 28

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总 结 ................................................................. 33 致 谢 ............................................................... 34 参考文献 .............................................................. 35

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第一章 引言

1.1开关电源简介

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。

开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。

开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET。

SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用，GTR驱动困难，开关频率低，逐渐被IGBT和MOSFET取代。 开关电源的三个条件

1、开关：电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态 2、高频：电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频 3、直流：开关电源输出的是直流而不是交流

人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类，DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但AC/DC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。

1.2开关电源的发展动向

开关电源在发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度下获得

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成线性比例。

尽管模拟控制看起来可能直观而简单，但它并不总是非常经济或可行的。其中一点就是，模拟电路容易随时间漂移，因而难以调节。能够解决这个问题的精密模拟电路可能非常庞大、笨重(如老式的家庭立体声设备)和昂贵。模拟电路还有可能严重发热，其功耗相对于工作元件两端电压与电流的乘积成正比。模拟电路还可能对噪声很敏感，任何扰动或噪声都肯定会改变电流值的大小。

通过以数字方式控制模拟电路，可以大幅度降低系统的成本和功耗。此外，许多微控制器和DSP已经在芯片上包含了PWM控制器，这使数字控制的实现变得更加容易了。

4.1.2 PWM控制具体过程

脉冲宽度调制（PWM）是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有(ON)，要么完全无(OFF)。电压或电流源是以一种通(ON)或断(OFF)的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用PWM进行编码。

多数负载(无论是电感性负载还是电容性负载)需要的调制频率高于10Hz，通常调制频率为1kHz到200kHz之间。

许多微控制器内部都包含有PWM控制器。例如，Microchip公司的PIC16C67内含两个PWM控制器，每一个都可以选择接通时间和周期。占空比是接通时间与周期之比；调制频率为周期的倒数。执行PWM操作之前，这种微处理器要求在软件中完成以下工作：设置提供调制方波的片上定时器/计数器的周期 ；在PWM控制寄存器中设置接通时间；设置PWM输出的方向，这个输出是一个通用I/O管脚；启动定时器；使能PWM控制器。

4.1.3 PWM控制的优点

PWM的一个优点是从处理器到被控系统信号都是数字形式的，无需进行数模转换。让信号保持为数字形式可将噪声影响降到最小。噪声只有在强到足以将逻辑1改变为逻辑0或将逻辑0改变为逻辑1时，也才能对数字信号产生影响。

对噪声抵抗能力的增强是PWM相对于模拟控制的另外一个优点，而且这也是在某些时候将PWM用于通信的主要原因。从模拟信号转向PWM可以极大地延长通信距离。在接收端，通过适当的RC或LC网络可以滤除调制高频方波并将信号还原为模拟形式。

PWM控制技术一直是变频技术的核心技术之一。1964年A.Schonung和H.stemmler首先提出把这项通讯技术应用到交流传动中，从此为交流传动的推

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广应用开辟了新的局面。

从最初采用模拟电路完成三角调制波和参考正弦波比较，产生正弦脉宽调制SPWM信号以控制功率器件的开关开始，到目前采用全数字化方案，完成优化的实时在线的PWM信号输出，可以说直到目前为止，PWM在各种应用场合仍在主导地位，并一直是人们研究的热点。

由于PWM可以同时实现变频变压反抑制谐波的特点。由此在交流传动及至其它能量变换系统中得到广泛应用。PWM控制技术大致可以为为三类，正弦PWM（包括电压，电流或磁通的正弦为目标的各种PWM方案，多重PWM也应归于此类），优化PWM及随机PWM。正弦PWM已为人们所熟知，而旨在改善输出电压、电流波形，降低电源系统谐波的多重PWM技术在大功率变频器中有其独特的优势（如ABB ACS1000系列和美国ROBICON公司的完美无谐波系列等）；而优化PWM所追求的则是实现电流谐波畸变率（THD）最小，电压利用率最高，效率最优，及转矩脉动最小以及其它特定优化目标。

在70年代开始至80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般最高不超过5kHz，电机绕组的电磁噪音及谐波引起的振动引起人们的关注。为求得改善，随机PWM方法应运而生。其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪音（在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的），尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱。正因为如此，即使在IGBT已被广泛应用的今天，对于载波频率必须限制在较低频率的场合，随机PWM仍然有其特殊的价值（DTC控制即为一例）；别一方面则告诉人们消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率，因为随机PWM技术提供了一个分析、解决问题的全新思路。

4.1.4 几种PWM控制方法

（1）等脉宽PWM法

VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)装置在早期是采用PAM(Pulse Amplitude Modulation)控制技术来实现的,其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压.等脉宽PWM法正是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的,是PWM法中最为简单的一种.它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波,通过改变脉冲列的周期可以调频,改变脉冲的宽度或占空比可以调压,采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化.相对于PAM法,该方法的优点是简化了电路结构,提高了输入端的功率因数,但同时也存在输出电压中除基波外,还包含较大的谐波分量。

（2）随机PWM

在上世纪70年代开始至上世纪80年代初,由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管,载波频率一般不超过5kHz,电机绕组的电磁噪音及谐波造成的振动引起了人们的关注.为求得改善,随机PWM方法应运而生.其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪声(在线性频率坐标系中,各频率能

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量分布是均匀的),尽管噪音的总分贝数未变,但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱.正因为如此,即使在IGBT已被广泛应用的今天,对于载波频率必须限制在较低频率的场合,随机PWM仍然有其特殊的价值;另一方面则说明了消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率,随机PWM技术正是提供了一个分析,解决这种问题的全新思路。

（3）SPWM法 SPWM(Sinusoidal PWM)法是一种比较成熟的,目前使用较广泛的PWM法.前面提到的采样控制理论中的一个重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同.SPWM法就是以该结论为理论基础,用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断,使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等,通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值.该方法的实现有以下几种方案。 （4）等面积法

该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释,用同样数量的等幅不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波,然后计算各脉冲的宽度和间隔,并把这些数据存于微机中,通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断,以达到预期的目的.由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点,可以准确地计算出各开关器件的通断时刻,其所得的波形很接近正弦波,但其存在计算繁琐,数据占用内存大,不能实时控制的缺点。 （5）非线性控制PWM

单周控制法又称积分复位控制(Integration Reset Control,简称IRC),是一种新型非线性控制技术,其基本思想是控制开关占空比,在每个周期使开关变量的平均值与控制参考电压相等或成一定比例.该技术同时具有调制和控制的双重性,通过复位开关,积分器,触发电路,比较器达到跟踪指令信号的目的.单周控制器由控制器,比较器,积分器及时钟组成,其中控制器可以是RS触发器。 单周控制在控制电路中不需要误差综合,它能在一个周期内自动消除稳态,瞬态误差,使前一周期的误差不会带到下一周期.虽然硬件电路较复杂,但其克服了传统的PWM控制方法的不足,适用于各种脉宽调制软开关逆变器,具有反应快,开关频率恒定,鲁棒性强等优点,此外,单周控制还能优化系统响应,减小畸变和抑制电源干扰,是一种很有前途的控制方法。

（6）谐振软开关PWM

传统的PWM逆变电路中,电力电子开关器件硬开关的工作方式,大的开关电压电流应力以及高的du/dt和di/dt限制了开关器件工作频率的提高,而高频化是电力电子主要发展趋势之一,它能使变换器体积减小,重量减轻,成本下降,性能提高,特别当开关频率在18kHz以上时,噪声将已超过人类听觉范围,使无噪声传动系统成为可能。

谐振软开关PWM的基本思想是在常规PWM变换器拓扑的基础上,附加一个谐振网络,谐振网络一般由谐振电感,谐振电容和功率开关组成.开关转换时,谐振网络工作

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使电力电子器件在开关点上实现软开关过程,谐振过程极短,基本不影响PWM技术的实现.从而既保持了PWM技术的特点,又实现了软开关技术.但由于谐振网络在电路中的存在必然会产生谐振损耗,并使电路受固有问题的影响,从而限制了该方法的应用。

4.2 PWM逆变电路及其控制方法

目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型。

4.2.1 计算法和调制法

1、计算法

根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。

缺点：繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。 2、调制法

输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波；等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求。

调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波；调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波。

如图4.2.1（a）结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明：设负载为阻感负载，工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。

控制规律：

uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断，负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段为正，一段为负，负载电流为正区间，V1和V4导通时，uo等于Ud，V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0，负载电流为负区间，io为负，实际上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud，V4断，V3通后，io从V3和VD1续流，uo=0，uo总可得到Ud和零两种电平。

uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。 单极性PWM控制方式（单相桥逆变）： 在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。ur正半周，V1保持通，V2保持断，当ur>uc

时使V4通，V3断，uo=Ud，当uruc时使V3断，V4通，uo=0，虚线uof表示uo的基波分量。波形见图4.2.1（b）。

双极性PWM控制方式（单相桥逆变）：

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在ur半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负。在ur一周期内，输出PWM波只有±Ud两种电平，仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件通断。ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同，当ur >uc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号，如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通， uo=Ud，当ur0，VD2和VD3通，uo=-Ud。波形见图4.2.1（c）。

图4.2.1（a）单相桥式PWM逆变电路

图4.2.1（b）单极性PWM控制方式波形

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VT4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。C8和C9开始充放电，与谐振电感串联谐振。VD7导通续流，为VT3的零电压导通作好准备。原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。

t4-t5：电感储能回送电网期。t4时刻VD7已导通续流，下冲的电流经VD7返回到电源，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。原边电流下冲到零点。

t5-t6：原边电流下冲过零后开始负向增大。VT2和VT3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。但副边两整流二极管正是同时导通和急剧变换的过程，副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。 至下一周期重复上述过程，如此循环下去，实现零电压逆变。

（3）输出整流滤波电路

输出变压器的二次侧采用单相全波不可控整流电路，产生U0输出电压。变压器T1带中心抽头，当T1上正下负时，VD9工作，变压器二次侧绕组上半部分流过电流。当T2上负下正时，VD10工作，变压器二次侧绕组下半部分流过反方向的电流。L3、C10是LC滤波电路，R2用于空载和轻载时给滤波电容一个放电回路。

（4）过电流保护电路

由T2、R3、C11、C12、C13、C14、VDR1、VDR2、VDR3、VDR4、VS1、RP1、R8组成过电流检测电路，R3将互感器T2的交流电流变成交流电压，经VDR整流变换成直流电压，经C13、C14滤波，变成平稳的直流电压，在VS1、RP1上形成阈值电压，当负载回路的电流超过阈值时，VS1被击穿，对应的RP1上的电压高于2.5V，经R8连接到UC3875的5脚过电流封锁端，封锁输出驱动脉冲。

（5）输出电压检测反馈电路

由VS2、VS3、R30、R31、R32、RP2、RP3、U1组成输出电压检测电路，VS3是稳压电路，是一个基准电路，U1是线性光耦合电路，工作在线性放大状态。当输出电压偏高时，光耦的输出电流增加，在RP3上的电压增加；当输出电压偏低时，光耦输出电流减少，在RP3上的电压降低。

UC3875的1脚是基准电压输出端，经R5、R6分压，接4脚误差放大器的同相输入端，作为输出给定电压基准，3脚误差放大器的反相端接RP3，对应输出电压反馈值。2脚、3脚、4脚将内部误差放大器结成PI调节器，差值经放大送至移相脉宽控制器，控制A、B与C、D之间的相位，最终调整输出电压波形占空比，是电源稳定在预定值上。当输出电压正常时，RP3上的电压和4脚的给定电压相等，UC3875的8脚、9脚和13脚、14脚两个桥臂输出的驱动脉冲对应于给定移相脚；当输出电压偏低时，RP3上的电压低于4脚的给定电压，UC3875的8脚、9脚和13脚、14脚两个桥臂的输出的驱动脉冲对应的移相角减少，使输出电压增加到稳定值。

（6）全桥开关电源的驱动电路

UC3875输出电路采用图腾柱式输出，最大电流可达2 A，并可直接驱动功率晶体管和场效应管。为确保UC3875和开关器件工作在安全状态，在设计中增加了NPN、PNP驱动电路、变压器驱动隔离电路等外围辅助电路。例如在t0时OUT A输出高电平,OUT B

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输出低电平,OUT C输出低电平,OUT D输出高电平，使VT1导通，VT2关断，VT3关断，VT4导通。R12-R19是限流电阻，VD11-VD18是续流二极管，脉冲变换器的一次侧串接电容C24、C25来消除偏磁，串接电R20、R21用来限流。R22-R25是栅极电阻，R26-R29是用于消除栅极振荡。

UC3875的输出驱动信号和零电压开关的延迟时间由延迟设定(7脚和15脚)的C22、R9、C23、R10确定，可分别对A、B和C、D两对开关器件进行编程，可产生一个工作周期内脉冲上升沿和下降沿不同的过渡转换时间。若产生过渡转换失真，将导致桥式变换器不能正常工作于ZVS工作状态。

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总 结

本文通过移相式零电压软开关变换器和控制芯片UC3875的合理使用，使得所设计的开关电源具有高频、高效、体积小和轻量化的特点，这种软开关电路在通信电源和电力操作电源中得到广泛使用。

本设计利用整流、逆变以及UC3875的合理控制达到理想的开关电源，重点介绍了零电压逆变电路各状态时的情况，系统的分析了UC3875控制电路设计原理，并对电压检测反馈电路和过电流保护进行了设计和分析，使电路的稳定性和安全性进一步提高。

通过本次设计，加强了我对知识的掌握，使我对设计过程有了全面地了解。通过学习控制系统工作原理以及如何利用仿真软件进行仿真，我查阅了大量相关资料，学会了许多知识，培养了我独立解决问题的能力。同时在对电路设计的过程中，巩固了我的专业课知识，使自己受益匪浅。

总之，通过本次设计不仅进一步强化了专业知识，还掌握了设计系统的方法、步骤等，为今后的工作和学习打下了坚实的基础。

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致 谢

大学生活即将结束，为期一个学期的毕业设计也接近尾声。此次毕业设计的完成，凝聚着许多人的关怀和帮助。首先要感谢我的指导教师唐静老师在设计上的严格要求以及在专业知识上的悉心指导；在思想、学习和生活等各个方面的典范作用；在系统设计和完善过程中给予的帮助。使我的本科学业得以顺利完成，并激励着我在今后的人生道路上不断开拓进取，勇往直前。在此，我再一次对王老师的培养和关怀表示诚挚的谢意！

感谢其他任课老师们，他们不但在大学四年中指导我们学习和生活，而且在完成论文期间给我许多帮助和建议，他们兢兢业业、对工作认真负责的态度为我做出了好的表率，时刻鞭策着我向他们学习。

非常感谢我的同学们，在与他们共同的学习、工作、生活过程中，他们给予了我及时的帮助和建议，开拓了我的思路。我对他们致以真诚的谢意和衷心的祝福。

最后，向所有帮助过我的人致以最诚挚的谢意！

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参考文献

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图4.2.1（c）双极性PWM控制方式波形

4.2.2 异步调制和同步调制

载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比，N= fc / fr。根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制：

1、异步调制

异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。

通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的。在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大。因此，在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。

2、同步调制

同步调制——N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。

基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。三相，公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。当N=9时的同步调制三相PWM波形如图4.2.2（a）所示。

fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除，fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。为了克服上述缺点，可以采用分段同步调制的方法。

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3、分段同步调制

把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同。在fr

高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高，在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。

图4.2.2（b），分段同步调制一例。为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。

图4.2.2（a）同步调制三相PWM波形

图4.2.2（b）分段同步调制方式举例

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第五章 电力变换电路介绍

5.1整流电路

整流电路把交流电压变换为单极性电压的电路。大多数整流电路由变压器、整流主电路和滤波器等组成。它在直流电动机的调速、发电机的励磁调节、电解、电镀等领域得到广泛应用。整流电路通常由主电路、滤波器和变压器组成。20世纪70年代以后，主电路多用硅整流二极管和晶闸管组成。滤波器接在主电路与负载之间，用于滤除脉动直流电压中的交流成分。变压器设置与否视具体情况而定。变压器的作用是实现交流输入电压与直流输出电压间的匹配以及交流电网与整流电路之间的电隔离（可减小电网与电路间的电干扰和故障影响）。 整流电路是电力电子电路中最早出现的一种，它将交流电变为直流电，应用十分广泛，电路形式各种各样。

按其组成器件可分为不控整流电路、半控整流电路和全控整流电路。其中，半控整流电路和全控整流电路按其控制方式又可分为相控整流电路和斩波整流电路（见电力电子电路）。相控整流电路由于采用电网换相方式，不需要专门的换相电路，因而电路简单、工作可靠，得到广泛应用。但相控整流电路在控制用α较大时，功率因数较低，网侧电流谐波含量较大。因而在大功率调速传动中，低速运行时，采用斩控整流电路可解决功率因数变坏的问题。

按电路结构可分为桥式电路和零式电路，按交流输入相数分为单相电路和多相电路，按变压器二次侧电流的方向是单相或双相，又分为单拍电路和双拍电路；实用电路是上述的组合结构。

5.1.1 桥式不可控整流电路

如图5.1.1所示桥式整流器是利用二极管的单向导通性进行整流的最常用的电路，常用来将交流电转变为直流电。

桥式整流是对二极管半波整流的一种改进。 半波整流利用二极管单向导通特性，在输入为标准正弦波的情况下，输出获得正弦波的正半部分，负半部分则损失掉。

桥式整流器利用四个二极管，两两对接。输入正弦波的正半部分是两只管导通，得到正的输出；输入正弦波的负半部分时，另两只管导通，由于这两只管是反接的，所以输出还是得到正弦波的正半部分。 桥式整流器对输入正弦波的利用效率比半波整流高一倍。

桥式整流是交流电转换成直流电的第一个步。桥式整流器是由多只整流二极管作桥式连接，外用绝缘朔料封装而成，大功率桥式整流器在绝缘层外添加金属壳包封，增强散热。桥式整流器品种多，性能优良，整流效率高，稳定性好，

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最大整流电流从0.5A到50A，最高反向峰值电压从50V到1000V。

图5.1.1桥式整流器

5.1.2 单相桥式全控整流电路

1、带负载时的工作情况

在图5.1.2（a）所示的单相桥式全控整流电路中，晶闸管VT1和VT4组成一对桥臂，VT2和VT3组成另一对桥臂。在u2正半周(即a点电位高于b点电位)，若4个晶闸管均不导通，负载电流id为零，ud也为零，VTl、VT4串联承受电压u2，设VTl和VT4的漏电阻相等，则各承受u2的一半。若在触发角α处给VT1和VT4加触发脉冲，VT1和VT4即导通，电流从电源α端经VT1、R、VT4流回电源b端。当u2过零时，流经晶闸管的电流也降到零，VT1和VT4关断。

在u2负半周，仍在触发角α处触发VT2和VT3（VT2和VT3的α=0位于wt=π处），VT2和VT3导通，电流从电源b端流出，经VT3、R、VT2流回电源α端。到u2过零时，电流又降为零，VT2和VT3关断。此后又是VT1和VT4导通，如此循环地工作下去，整流电压ud和晶闸管VT1和VT4两端电压波形分别如图5.1.2（b）所示。

由于在交流电源的正负半周都有整流输出电流流过负载，故该电路为全波整流。在u2一个周期内，整流电压波形脉动2次，脉动次数多于半波整流电路，该电路属于双脉冲整流电路。变压器二次绕组中，正负两个半周电流方向相反且波形对称，平均值为零，即直流分量为零，如图5.1.2（b）所示，不存在变压器直流磁化问题，变压器绕组的利用率也高。

图5.1.2（a）带电阻负载单相桥式电路图 （b）波形图

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2、带阻感负载的工作情况

电路图如图5.1.2（c）所示。为便于讨论假设电路已工作于稳态。

在u2正半周期，触发角α处给晶闸管VT1和VT4加触发脉冲使其开通，ud=u2。负载中有电感存在使负载电流不能突变，电感对负载电流起平波作用，假设负载电感很大，负载电流id连续且波形近似为一水平线，其波形如图5.1.2（d）所示。u2过零变负时，由于电感的作用晶闸管VT1和VT4中仍流过电流id，并不关断。至wt=π+α时刻，给VT2和VT3加触发脉冲，因VT2和VT3本已承受正电压，故两管导通。VT2和VT3导通后，u2通过VT2和VT3分别向VT1和VT4施加反压使VT1和VT4关断，流过VT1和VT4的电流迅速转移到VT2和VT3上，此过程称为换相，亦即换流。至下一周期如此循环下去，ud波形如图5.1.2（d）所示。

图5.1.2（c）带阻感负载单相桥式电路图 （d）波形图

5.2 逆变电路

与整流相对应，把直流电变成交流电称为逆变。当交流侧接在电网上，即交流侧接有电源时，称为有源逆变；当交流侧直接和负载连接时，称为无源逆变。逆变电路的应用非常广泛，在已有的各种电源中，蓄电池、干电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变电路。另外，交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置使用非常广泛，其电路的核心部分都是逆变电路。

变流电路在工作过程中不断发生电流从一个支路向另一个支路的转移，这就是换流。换流方式在逆变电路中有突出的地位。逆变电路可以从不同的角度进行分类。如可以按换流方式分，按输出的相数分，也可按直流电源的性质分。若按直流电源的性质分，可分为电压型和电流型两大类。

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5.2.1逆变电路的基本工作原理

以图5.2.1（a）的单相桥式逆变电路为例说明其最基本的工作原理。图中S1-S4是桥式电路的4个桥臂，它们由电力电子器件及其辅助电路组成。当开关S1、S4闭合，S2、S3断开时，负载电压U0为正；当开关S1、S4断开，S2、S3闭和时，U0为负，其波形如图5.2.1（b）所示。这样就把直流电变成了交流电，改变两组开关的切换频率，即可改变输出交流电的频率。这就是逆变电路最基本的工作原理。

当负载为电阻时，负载电流i0和电压u0的波形形状相同，相位也相同。当负载为阻感时，i0相位滞后于u0，两者波形的形状也不同，图5.2.1（b）给出的就是阻感负载时的i0波形。设t1时刻以前S1、S4导通，u0和i0均为正。在t1时刻断开Sl、S4，同时合上S2、S3，则u0的极性立刻变为负。但是，因为负载中有电感，其电流方向不能立刻改变而仍维持原方向。这时负载电流从直流电源负极流出，经S2、负载和S3流回正极，负载电感中储存的能量向直流电源反馈，负载电流逐渐减小，到t2时刻降为零，之后i0才反向并逐渐增大。S2、S3断开，S1、S4闭合时的情况类似。上面是S1～S4均为理想开关时的分析，实际电路的工作过程要复杂一些。

图5.2.1(a)单相逆变电路 （b）波形图

5.2.2电压型逆变电路

图5.2.2（a）所示电路是电压型逆变电路，其特点主要是（1）直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。（2）由于直流电压源的钳位作用，交流侧输出电压波形为矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。（3）当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。

它共有4个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂1和4作为一对，桥臂2和3作为另一队，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通1800。在阻感负载时，还可以采用移相的方式来调节逆变电路的输出电压，这种方式称为移相调压。移相调压实际上就是调节输出电压脉冲的宽度。在图2.2.2（b）的单相全桥逆变电路中，各IGBT的栅极信号仍是1800正偏，1800反偏，并且V1和V2的栅极信号互补，V3和V4的栅极信号互补，但V3的基极信号不是比V1落后1800，而是只落后θ（0〈θ〈1800〉。也就是说，V3、V4的栅极信号不是分别和V2、V1的栅极信号同相位，而是前移了1800-θ。这样，输出电压U0就不再是正负各为1800的脉冲，而是正负各为θ的脉冲，各IGBT的栅极信号UG1-UG4及输出电压u0、输出电流i0的波形如图5.2.2

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（b）所示，下面对其工作过程进行具体分析。

设在t1时刻前V1和V4导通，输出电压U0为Ud，t1时刻V3和V4栅极信号反向，V4截止，而因负载电感中的电流i0不能突变，V3不能立刻导通，VD3导通续流。因为V1和VD3同时导通，所以输出电压为零。到t2时刻V1和V2栅极信号反向，V1截止，而V2不能立刻导通，VD2导通续流，和VD3构成电流导通，输出电压-Ud。到负载电流过零并开始反向时，VD2和VD3截止，V2和V3开始导通，U0仍为-Ud。t3时刻V3和V4栅极信号再次反向，V3截止，而V4不能立刻导通，VD4导通续流，U0再次为零。以后的过程和前面类似。这样，输出电压U0的正负脉冲宽度就各为θ。改变θ，就可以调节输出电压。

在纯电阻负载时，采用上述移相方法也可以得到相同的结果，只是VDl～VD4不再导通，不起续流作用。在u0为零的期间，4个桥臂均不导通，负载也没有电流。 显然，上述移相调压方式并不适用于半桥逆变电路。不过在纯电阻负载时，仍可采用改变正负脉冲宽度的方法来调节半桥逆变电路的输出电压。这时，上下两桥臂的栅极信号不再是各1800正偏、1800反偏并且互补，而是正偏的宽度为θ、反偏的宽度为3600-θ，二者相位差1800。这时输出电压u0也是正负脉冲的宽度各位θ。

图5.2.2（a）单相全桥逆变电路 （b）波形图

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第六章 ZVS-PWM全桥移相开关电源设计

6.1 电路图设计

由VD1、VD2、VD3、VD4组成全桥整流电路，其中L1、L2、C2、C3是滤波电路。由VT1、VT2、VT3、VT4组成全桥逆变电路，图6.1中C6、C7、C8、C9和变压器漏感组成谐振电路，在逆变开关过程中产生零电压软开关。在逆变器输出负载回路中，串入电流互感器T2检测负载电流，用于过电流保护。输出变压器的二次侧整流电路由VD9、VD10、L3、C10、R2组成。由T2、R3、C11、C12、VDR1、VDR2、VDR3、VDR4、C13、C14、VS1、RP1组成过电流检测电路，R3将互感器T2的交流电流变成交流电压，经VDR整流变换成直流电压，经C13、C14滤波，变成平稳的直流电压，在VS1、RP1上形成阈值电压，当电流超过阈值时，VS1被击穿，RP1上产生高电平，经R8连接到UC3875的5脚过电流封锁。由VS2、VS3、R30、R31、R32、RP2、RP3、U1组成输出电压检测电路，VS2是稳压电路，U1是线性光耦合电路，工作在线形放大状态。当输出电压偏高时，光耦电路的输出电流增大，在RP3上的电压增加；当输出电压偏低时，光耦的输出电流减少，在RP3上的电压降低。

UC3875是设计移相零电压谐振PWM开关电源的控制器件，它可对全桥开关的相位进行相位移动，实现全桥功率级定频脉宽调制控制。通过功率开关器件的输出电容充、放电，在输出电容充、放电结束（即电压为零）时实现零电压导通。有关UC3875的功能结束请参见第三章相关内容。相位控制的特点体现在UC3875的4个输出端分别驱动A/B、D/C两个半桥，可单独进行导通延时（即死区时间）的控制，在该死区时间内确保下一个功率开关器件的输出电容放电完毕，为即将导通的开关器件提供电压导通条件。在全桥模式下，移相控制的优点得到充分体现。

6.2电路图原理

（1）输入整流电路

AC是交流电源，TH1是热敏电阻，当电流突然增大，电流经过热敏电阻必然发热，从而它电阻也增大，起到保护电路的目的。F1是保护电阻，当电流过大是F1熔断，保护电路。C1起电容滤波作用，电容器是一个储存电能的仓库。在电路中，当有电压加到电容器两端的时候，便对电容器充电，把电能储存在电容器中；当外加电压失去（或降低）之后，电容器将把储存的电能再放出来。充电的时候，电容器两端的电压逐渐升高，直到接近充电电压；放电的时候，电容器两端的电压逐渐降低，直到完全消失。电容器的容量越大，负载电阻值越大，充电和放电所需要的时间越长。这种电容带两端电压不能突变的特性，正好可以用来承担滤波的任务。L1、C2、L2、C3是LC滤波电路，其滤波效能很高，几乎没有直流电压损失，适用于负载电流较大、要求纹波很小的场合。

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图6.1 ZVS PWM全桥移相开关电源图

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VD1、VD2、VD3、VD4组成不可控整流电路，当C4上的电压上正下负时，电流通过VD1、C5、VD4回路流通，此时C5上正下负；当C4上的电压上负下正时，电流通过VD3、C5、VD2回路流通，此时C5同样是上正下负。故C4上的交流压电通过不可控整流电路转化为直流电压。

（2）全桥逆变电路

C5上的直流电通过由VT1、VT2、VT3、VT4、VD5、VD6、VD7、VD8、VD9、VD10、C6、C7、C8、C9组成的移相控制全桥逆变电路。C5作为输入电压，VTi(i=1、2、3、4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。VD5、VD6、VD7、VD8和C6、C7、C8、C9为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感T2作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。VT1和VT2构成超前臂，VT3和VT4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，VT1和VT2，VT3和VT4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。VT1和VT4，VT2和VT3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。

VT1 VT2 VT3 VT4 0 T0 t1t2t3

图6.2 移相全桥电路工作波形

各工作模态分析：

在t0之前，VTl和VT4已导通，在(t0-t1)内维持VT1和VT4导通，VT2和VT3截止。电容C7和C8被输入电源充电。变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。

t1-t1′：超前臂在死区时间内的谐振过程。加到VT1上的驱动脉冲变为低电平，VT1由导通变为截止。电容C6和C7迅速分别充放电，与等效电感串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到-0.7V，使VD6立即导通，为VT2的零电压导通作好准备。

t1′-t3：原边电流止半周箝位续流过程。VT2在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于VD6已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。

t3-t4：VT4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到VT4的驱动脉冲电压变为低电平，

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