南航电源技术实验报告

电源技术与应用课程报告

功率因数校正与准谐振反激电路

姓名： 学号： 小组成员： 指导老师： 技术支持：

南京航空航天大学

研究生院 自动化学院

2013年6月

技术指标：

输入电压: 90-264VAC 输出电压: 19V/4.75A

拓扑: TM PFC + QR FLYBACK

保护 : Primary current limit, SCP; 保护 : Secondary OVP PFC Choke : RM8A

DC/DC Transformer: PQ26/20L IC: PFC Stage ：L6561

FLYBACK Stage：TEA1532AT

原理图：

图1.电路原理图

电路说明：

1.交流输入及输入整流滤波部分 2.基于boost的PFC电路及其控制电路 3.反激电路及其控制电路 4.输出整流滤波部分

5.光耦与TL431组成的隔离反馈电路

1. 功率因数校正

1.1. 控制芯片L5661

L5661是一款功率因数校正芯片，器件能够工作在宽电压范围下，高功率因数，小THD，400mA驱动。管脚的功能如下： N． Name Inverting input of the error amplifier. A resistive divider is connected between the output regulated voltage and this point, to provide voltage feedback. 1 INV Output of error amplifier. A feedback compensation network is placed between this pin and the INV pin. 2 COMP Input of the multiplier stage. A resistive divider connects to this pin the rectified mains. A voltage signal, proportional to the rectified mains, appears on this pin. 3 MULT Input of the multiplier stage. A resistive divider connects to this pin the rectified mains. A voltage signal, proportional to the rectified mains, appears on this pin. 4 CS Input to the comparator of the control loop. The current is sensed by a resistor and the resulting voltage is applied to this pin. 5 ZCD Zero current detection input. If it is connected to GND, the device is disabled. 6 GND Current return for driver and control circuits. 7 GD Gate driver output. A push pull output stage is able to drive the Power MOS with peak current of 400mA (source and sink). 8 VCC Supply voltage of driver and control circuits.

图2.L5661典型的应用原理图 1.2．PFC补偿环路的设计

图3.PFC控制原理图

图4.控制图

图3展示了BOOST的PFC电路，PFC电流的环路应该有很低的穿越频率，以至于有很够的PF值，截止频率不超过20Hz~25Hz，先得到G4传递函数：

图5.输出电容网络

得到公式：G4(s)=Ro2Virms ggRC8Vo1?sgoo2G3=dVcspk1?KMKP2Virms ,G2=dVRsCOMP2VirmsR1kmgKpg1G(s)?G2gG3gG4(s)?ggog

RC4VoRs1?sgoo2

图6.典型的补偿网络

补偿网络传递函数：G1(s)?R121?sgC3gR11 gR71?sgC3g(R11?R12)PFC设计参数： 输出电压：Vo=400V 输出电容：C0=47μF 采样电阻：Rs=0.41Ω 效率：>0.9

输入上面的电阻：Rup=1240kΩ 输入下面的电阻：Rlow=10kΩ 输出功率：80W 负载电阻：2kΩ

将PFC的参数代入到上面的传递函数；可以得到合理的传递函数，从而计算到补偿网络的参数。 1.3．电感设计：

Boost电路为准连续即临界连续模式，所需的电感需要满足

L?UiTon ?I电感的匝比可以由公式：N?L?Imax?102

?BmaxAe最大的磁通摆幅△B是在最大的峰值短路电流时，磁芯的最大磁感应Bmax不应超过Bmax， △Bmax=2kBmax，其中ｋ＝△I/2Ip。 1.4. 芯片的其他外围电路直接参考芯片推荐的手册。 1.5. 实验波形

图7.输入电压输入电流波形

CH1通道是输出电压波形，CH2是输入电压波形，CH3电流波形，基本没有相位差。由于示波器的没有?20的倍率，所以CH1输出电压应该乘以2。得到400V的PFC输出。

2. 准谐振反激

2.1 TEA1532(A)

TEA1532(A)能够工作在固定频率，低电压大电流的连续操作模式。大功率下工作于准谐振模式，中功率工作于固定频率，小功率模式下，工作于周期扫描模式。

图8.操作模式

在QR模式，变压器去磁，开关管D电压到达最低电压此时下周期的开始。这样可以减小开关损耗，原边变压器电感和DS电容谐振，可以工作在零电压工作模式下。在低负载的情况下准谐振的模式可以平滑的切换到PWM工作模式。

图9.准谐振模式芯片工作原理图

在开通时间之后，DS电压将要以频率1震荡，其中Lp变压器的原边

2?LpCd励磁电感，Cd是DS电容，只要震荡的电压足够的高，电路将要在DS电压下降到很低的时候开通开关管。这种方法叫做谷底检测。图9展示了VDS电压，谷底信号，副边信号，震荡信号。

在优化的设计当中，副边的折射到原边的电压迫使DS电压下降到零，实现零电压开关是可能的，保证了很小的开关损耗。允许高频操作。

在连续传导模式，控制器工作在固定开关频率。当输出负载下降时，控制器平滑的改变到断续模式，芯片工作于电流控制模式。

在低功率输出的时候，减小频率，控制器运行在最小开通时间，通过减小开关的频率，开关损耗减小到最小，更低的功率的时候控制器进入周期扫描模式，功率开关不再开通。 2.1.1软启动：

为了减小变压器的过冲，通过软启动过程实现这个功能。在SENSE脚和SENSE电阻Rsense电阻之间加入一个电容。

软启动最大的优点是增益可以用Rss决定给电容Css充电到最大值500mV：

Rss?Vmax500mV??Rss?8.33k?，更大的电阻值增加软启动时间，Rss电阻应Iss60?A该小于100k?防止偏置电压问题，合适的Css在47nF~470nF。最后给定的Css值

12k?，软启动时间tss?2.3RssCss?1.3ms?tss?13ms

通过增加Rss，软启动时间会进一步增加。 2.1.2．操作模式：

控制器可以操作在两种模式，断续模式和连续模式，通过以下管脚的设置就可以设定模式 Pin Name Discontinuous Continuous 4 Via slope comp. resistor to em. o/c 5 Demagnetization Via resistor to VCC To ground winding 8 Drain To midtap of primary To DC supply voltage winding 断续模式： 在断续操作模式下变压器原边绕组的电流在每个周期会到零，控制器通过绕组Vcc和去磁的输入之间的电阻感应磁势，在变压器完全放电后控制器将要开始新的一个周期， 管脚8检测谷底电压。

2F 在这个模式下，变压器传递的功率：Pout?0.5LpIpControl To emitter opto-coupler 其中Lp：变压器原边电感 Ip 变压器元彬尖峰电流，F：开关频率

Us2?2T方程也可以写成下式：Pout?

2Lp其中：Us：变压器原边的电压，T：开关周期，d：占空比的周期

控制器的漏极连接到原边绕组，在断续工作模式下开关管的频率30~65kHz，频率大小基于负载和输入电压的大小。 低功率模式：

当输出功率下降的时候，在断续工作是的开关管的工作频率将要自动增加直到65kHz，占空比将要减小直到开通时间到来。当最小的开通时间是500ns，每个周期的最小能量就被决定了，意味着频率将要达到更低的输出功率。 连续模式：

在连续操作模式下频率设定在65kHz，意味着占空比减小将要减小输出功率。在某一个功率点的时候将要平滑的变换到断续模式，在最小的开通时间，频率将要减小可以减小输出功率。

3. 其它参数设计及实验波形

3.1.主电路输入电容

有两个因数决定了电容的大小： 1. 变压器最小输入电压 2. 最低电压的保持16.7ms 输入电容用以下方程式给出：

Po_max（+arccos（））2VAC_min?2?VDC_minCmains=?fline(2VAC_min?VDC_min)?(2VAC_min?VDC_min) 其中：

Po_max?90W,Vdc_min?77V,Vac_min?90V,f_line?50Hz,C_mains?139?F选择150?F电容。

3.2.变压器的匝比：

有两个因数制约变压器变比

1. 开关管的DS电压：在去磁开始的时候，漏感会引起一个和很大的电压尖峰，漏感引起的电压尖峰认为是60V。 2. 副边整流二极管的恢复电压。

第一个因数设置最大的变比，第二个因数设置最小值 Msofet Secondary diode STP7NB60FB PBYR20100CT 540 End-of-life 100 VDS?max Vrev Vspike 60 Vforw 0.5 20 Vi?max Nmax?373 240VAC+10% Vo Nmin?VDS?max?Vspike?Vi?maxVo?Vforw?Nmax?5.22 Vi?max?Nmin?4.66 Vrev?Vo从上面的计算可以得到N=5。 3.3.最大占空比： 最大占空比：?p?N(Vo?VF)

N(Vo?VF)?VDC其中：N?5,Vo?20V,Vf?0.5V,Vdc_min?77V,Duty?0.57

另外一个限制是IC芯片的最大操作频率。最大是50kHz。以下给出开关管最大允许的开通时间：Ton??max(Tper?Tosc)?0.57?(20?1.11)?Ton?10.7?s

3.4.变压器的原边电感

变压器的原边电感被需要的最小输入电压和最大输出功率。变换器应该运行于接近最大的开关频率和尖峰电流，通过这样设计，最大的功率也是受限制的，在电路去磁时候的第一个谷底的时候电路开通，如下图所示：

图10.开关管DS电压

在去磁后的谐振的频率由原边电感和开关管的DS电容，IC的检测LVS限制开关管的频率在700kHz。在此我们选择开关管的频率是450kHz，为了限制DS电压的dV/dT。

2Vi2TonF原边的电感可以用以下的公式计算：L?

2Pmax其中：Vi?77V,Ton?10.7?s,F?57kHz,Pmax?98W,L?197?H 在此选择电感为200μH 3.5.设计变压器：

变压器处理的最大的功率损耗是5W。 原边的尖峰电流：Ip?2Pmax L?F其中，Pmax?98W,L?200?H,F?57kHz,Ipeak?4.15A 变压器磁芯选择PQ26类型。 原边匝数：Np?L?IpBmaxAe

其中：L?200?H,Ip?4.15A,Bmax?220mT,Ae?109mm2,Np?35 副边匝数：ns?npN?35?ns?7 5辅助绕组：

IC芯片提供的电压最小为13V，最大20V，意味着辅助绕组的输出电压必须必比一个二极管电压高：13.6V

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