第四章 地震数据采集系统及 相关技术

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第四章 地震数据采集系统及相关技术

第一节 地震数据采集系统组成

地震勘探技术、电子技术、计算机技术及信息技术共同推动了地震数据采集仪器的不断发展和更新换代，共经历了模拟光点地震仪、模拟磁带地震仪、集中式数字地震仪和分布式遥测地震仪。

一、 集中式地震数据采集系统：

上个世纪70年代中期，数字地震仪的出现，把地震勘探带入了一个崭新的时代， 出现了以DFS－V和SN338为代表的集中式数字地震仪。集中式地震数据采集仪器成功用于野外地震勘探约20年。

集中式地震勘探数据采集系统的最大特点是：采用IFP与14位逐次逼近型A/D转换器，IFP采用3～4位增益码，A/D转换器采用15位（1位符号位，14位尾数）逐次逼近型，集中式数字地震仪动态范围理论上可达168dB，但实际考虑仪器噪声等因素的影响，仪器的系统动态范围一般不超过120dB。

DR(理论) 20 log

记录的最大不失真电平

（dB）

最小有效电平

DR(理论) 20 log Gmaxmin 6 n

DR(系统) 20 log

记录的最大不失真电平

（dB）

仪器系统等效输入噪声电平

其中：Gmin~Gmax为IFP放大器的增益范围，n 为模数转换器的位数。

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二、 分布式遥测地震数据采集系统

把数据采集系统中的放大器、滤波器、A/D转换器、数据传输控制逻辑以及整个控制用CPU做在一个小箱体内，称为“采集站”，将采集站放置在检波点 上，每个采集站用小线与1～8道检波器连接，各采集站用数字大线或以无线方式与中央控制主机相连，构成分布式（Distributed）数据采集系统。

⒈由于受到采样间隔和大线重量的限制，集中式地震仪生产道数一般不超过120道，适应不了三维地震勘探对道数的要求。而分布式遥测地震仪的道数可达到上千道甚至上万道，完全能够满足三维地震勘探的需要。

⒉集中式数字地震仪的检波器通过大线与采集系统连接，由于大线上传输的是模拟信号，传输的距离又比较远，因此，信号易受各种干扰因素的影响。而遥测地震仪的采集站与中央控制主机之间传输的是数字信号，采集站和记录主机可以灵活组合，可以大大降低信号传输过程中各种干扰因素的影响。

根据遥测地震仪采集站所采用的电路结构形式，采集站又分为早期IFP型采集站和当代24位Δ-∑A/D型采集站。 1、IFP型采集站

典型的代表仪器是法国舍塞尔公司的SN368型地震仪。 IFP型采集站的内与集中式地震数据采集系统基本相同，只是采集站的道数一般为6～8道，可以使检波器通过较短距离的小线就近接入采集站。采集站中的控制部分一般由CPU

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完成，控制功能主要包括对前置放大器增益、滤波器的选择、多路采样开关切换、浮点放大器、A/D转换器、数据存储以及数据传输接口的控制。

数据 指令

2、24位Δ-∑A/D型采集站

典型的代表仪器是美国I/O公司的SYSTEM 2、SYSTEM 2000型地震仪、法国舍塞尔公司的SN 388、408UL型地震仪。

24位Δ-∑A/D型采集站与IFP型采集站相比，它具有如下特点： （1） 地震检波器拾取的信号只经过一级前放后，直接和24位Δ-∑A/D转换器连接，模拟信号传输通道大大缩短，有利于降低信号失真度、提高信噪比； （2）省略了电模拟滤波器，所有滤波均由后续高性能数字滤波器实现，这样在简化硬件电路的同时提高了滤波性能；

（3）动态范围理论上达到138dB，考虑各种因素的影响，系统动态范围接近120dB，可以满足高分辨率地震勘探对动态范围的要求；

（4） 由于采集站电路结构简单，所用器件可以采用高度集成化的低功耗通用器件，大大降低了采集站的整体体积和功耗，并可以达到较高的性价比。

第二节 瞬时浮点放大技术

一、瞬时浮点放大器（IFP放大器）的功能

⒈提高信号的记录精度

因为针对较小的子样电压，IFP放大器将对其采用较大的增益进行放大，之后再进行A/D量化工作，因此可以降低A/D量化的相对误差。

⒉扩大了仪器的动态范围

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IFP放大器的增益是根据被放大的子样幅值来确定的，因此它具有一定的变化范围（Gmin～Gmax）。与模数转换器联合考虑后，仪器的动态范围为：

DR 20 log GmaxGmin 6 n

一般A/D位数n 14，Gmin 20，Gmax 214，代入上式计算得DR 168dB。 三、 IFP放大器实例（衰减型IFP放大器） ⒈衰减型IFP放大器组成及原理

这是一种以最大固定增益（214）放大同时配以适当衰减来完成增益调整的 IFP放大器，主要代表仪器为DFS－V。A1是输出缓冲级；A2、A3和A4为基本放大级，增益均为23.68。A5、A6和A7为由电阻网络及开关组成的衰减器，改变衰减系数可以达到调整增益的目的。

当IFP输出大于窗口电平上限时，比较器发出I=0和D=1，增益调整计数器减1计数一次，控制衰减系数增大22，增益减小22；当IFP输出小于窗口电平下限时，比较器发出I=1和D=0，增益调整计数器加1计数一次，控制衰减系数减小22，增益增加22；当IFP输出电平处于窗口电平之内时，增益比较器发出I=0和D=0，增益调整计数器不计数，衰减系数不变，增益也不变。

DFS－Ⅴ地震仪IFP放大器从2

0开始，共进行八次放大、比较和调整，增

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益变化台阶为22，放大、比较和调整是逐次进行的。

表 4-6 衰减系数与IFP增益

计数器状态 QC 0 0 0 0 1 1 1 1

QB 0 0 1 1 0 0 1 1

QA 0 1 0 1 0 1 0 1

A5 26 24 22 20 20 20 20 20

衰减系数

IFP增益

A6 24 24 24 24 22 20 20 20

A7 24 24 24 24 24 24 22 20

20 22 24 26 28 210 212 214

⒉增益比较器电路分析

A1为放大器，增益为 0.5，A2~A5为过零比较器。，E为浮点放大器输出的

E

。A2和A4还输入+15V标准电压，2

的子样电压，则输入到A2～A5的电压为

A3和A5输入－15V的标准电压，子样电压和标准电压经权电阻在比较器入口作

E

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和，形成A、B、C、D点电位，由该四点电位的极性决定比较器输出的逻辑电平（A′、B′、C′、D′）。增益增加（INCREASE）和增益减小（DECREASE）指令可表示为

DECREASE B

（1）

INCREASE C

由节点电位法列出方程组

11 15E VA R 2R RR2 21 1

11 15E

VB R R R 2R

4 43 3

（2）

11 15E

VC R R62R5 5R6

11 15E

VD R RR2R8 87 7

由式（1）可知，使IFP增益减小的逻辑条件为A′=0或B′=1，即VA＜0或VB＞0，由此可得

E 15

2R12R

或E 153 (3) R2R4

将实际电阻值代入上式可得：E 7.11V或E 7.11V

对于一个正子样，只要其幅值大于+7.11V，增益就减小；或者对于一个负子样，只要其幅值小于－7.11V，增益就减小。

由式（1）可知，使IFP增益增加的逻辑条件为C′=1和D′=0，即VC＞0

和VD＜0，由此可得

E 15

2R5R6

E 15

2R7

(4) R8

将电阻值代入上式可得：E 1.46VE 1.46V

对于一个正子样，只要其小于+1.46V，增益就增加；对于一个负子样，只要其大于－1.46V，增益就增加。

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第三节 24位△–∑A/D转换器

目前的高分辨率地震勘探，普遍使用24位 A/D型遥测地震仪，理论动态范围达到138Db，系统动态范围在110dB～120Db。代表仪器为SN388（法国产）和SYSTEM－2000（美国产），这类地震仪的技术关键都是在野外采集站中设置了24位 A/D转换器。

一、 A/D基本理论

1.Δ调制型A/D转换技术

Δ调制型A/D转换技术是 A/D转换技术的基础，与传统A/D转换技术截然不同，Δ调制型A/D转换器工作的基本动作仅仅是将信号相邻离散点的差

图4-16 Δ调制型 A/D原理示意

值（Δ）转换为1位二进制代码（0或1），也即现时子样电压A/D转换的结果仅由前一子样（已被转换成数字量）末位加1或减1而成。

Δ调制型A/D转换原理可以结合图4-16加以说明，x(t)是输入的连续模拟电压信号，y(t)是输出的数字量，y(t)经D/A转换后输出一个模拟电压xp(t)，它代表了前一个离散点值，由过采样保证xp(t)与x(t)相差甚小。当x(t) －xp(t)>0时，

e(t)>0，D触发器输出Ｑ＝1，累加器加1；当x(t) －xp(t)<0时，e(t)<0，D触发器输出Ｑ＝0，累加器减1。

举例：设x(t)=20sin78.5t (mV)，信号频率为f=12.5Hz，时间t以ms 为单位，过采样频率为Fs=1000Hz ( 　t=1ms)，Xp(t)的台阶为 　=2mV，将计算结果绘制成图如图4-17。 ⒉过采样技术

由Δ调制型 A/D转换技术可知，信号相邻离散点的差值必须足够小，否则对其进行1位量化将带来较大的误差。解决的办法是将采样频率提高到信号频率的成百上千倍，并称此为过采样。在传统A/D转换技术中，采样定理要求在一

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图4-17 输入信号与阶梯跟踪信号

个信号周期之内，离散点数应多于两个。而在过采样技术中，一个信号周期之内应有成百上千个离散点。

从上述分析过程可以看出，xp(t)是一个阶梯电压，其横向阶梯为过采样间隔（Δt=1/Fs），纵向阶梯为一很小的电压量Δ，整个A/D量化过程就是用阶梯电压xp(t)跟踪连续模拟电压x(t)的过程。在数学上，对微小量的累加就是积分，所以图4-16中的累加器就是积分器。而阶梯信号xp(t)可以由模拟积分器对具有一定大小的正负电压积分获得，由此得到Δ调制型 A/D组成框图如图4-18。

图4-18 Δ调制型 A/D组成框图

⒊数字滤波技术

数字滤波器的主要功能是对高速数据流进行数字去假频滤波和数据抽取。由

于过采样，使得在一个信号周期内具有成百上千个离散点值，所以需要按正常采样频率fs对数据进行抽取（重采样），不过在重采样之前必须先进行数字去假频滤波，以防止在重采样时引入假频干扰（或称混迭干扰）。

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4. A/D组成

Δ调制型 A/D存在两方面缺点和不足，首先当输入为一变化速率过快的交流信号时，产生斜率过载失真；其次当输入为直流信号时，Δ调制型 A/D输出为一交流信号，二者严重不符。解决上述问题的办法是在信号量化之前对其积分 然后再对输出进行微分。结合图4-18，将两个积分器合并为一个放在输入加法器之后将两个积分器合并为一个放在输入加法器之后，在输出端积分和微分可抵消，得到 A/D组成框图如图4-19所示。

图4-19

A/D组成

Fs

0.8 2fB

A/D的信噪比为： SNR 30log

二、高阶△-∑A/D及应用

二阶巴特沃斯 A/D，它的信噪比可表示为：

SNR 50log

Fs

7.0 2fB

推广到L阶：

(L) 10(2L 1)log SNR

Fs

10log(2L 1) 6 10L 2fB

在当代24位遥测地震仪中，过采样频率达到几百千赫兹，以法国产SN388遥测地震仪为例（Fs=320KHz），并且分别取L=3、L=4和L=5，得到信噪比为：

160 103

SNR

(3) 70log 15.5

fB

3

160 10

SNR(4) 90log 24.5

fB

3

160 10

SNR(5) 110log 33.6

fB

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满足勘探精度要求的信噪比应不小于120dB，能够满足这一要求的最高频率分别为17Hz、610Hz、1855Hz、3968Hz和6423Hz。当采样率分别是0.25ms、0.5ms、1.0ms和2.0ms时,信号的最高频率成分分别为1600Hz、800Hz、

图4-20 二阶 A/D组成

（4-19）

400Hz和200Hz，能够满足信噪比在120dB以上的模数转换器分别是三阶、四阶和五阶 A/D，考虑到仪器整体系统的信噪比（瞬时动态范围）要小于所以要求量化信噪比要比120dB大得多，将fB=1600Hz A/D的量化信噪比，

代入（4-19）式计算出信噪比分别是124.5dB、157.5dB和186.4dB，由此可见选择四阶 A/D基本能够满足地震勘探的需要。

图4-21 信噪比与信号频率关系曲线图

针对SN388遥测地震仪，前置放大器增益分别为0dB、12dB和24dB时，等效输入噪声分别为1.6μV、400nV和200nV，折算到模数转换器中的噪声分别为1.6μV、1.6μV和3.2μV，量化阶梯电压Δ=0.2μV，24位(一位符号)A/D的满标电压为(223－1)×0.2＝1.68×10μV，系统信噪比(瞬时动态范围)分别为120dB、120dB和114dB。由此可见SN388遥测地震仪采用四阶24位 A/D转换，基本满足了高分辨率地震勘探对瞬时动态范围与信噪比的需要。

６

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三、数字滤波器的作用及原理

1.计算过采样的离散点值。这一过程相当于累加，之后再进行微分运算，输出是24位高速数据流；

2.按重采样频率的要求进行数字去假频滤波运算。滤波器的截止频率fc=0.4/Ts，Ts是仪器指标参数中的采样率，SN388仪器的采样率分别是0.25ms、

图4-22 去假频滤波器振幅特性

0.5ms、1.0ms、2.0ms, 所以fc分别为1600Hz、800Hz、400Hz和200Hz。梳状滤波器的第一个通带具有良好的低通特性，所以用普通低通滤波器将其高端滤除后将获得更加理想的低通滤波器。梳状滤波器的振幅特性表示为

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nn (f/Fs)1si2

H( f

5si2n f(/Fs)

取Fs＇＝4000Hz，Ts=1ms采样，则去假频滤波器的截止频率为fc=400Hz，所以应取ｎ＝5。

3.数据抽取。针对SN388仪器，在数字去假频滤波之前有两次抽取，使其数据速率降为4000Hz，相当于将过采样频率降至Fs＇＝4000Hz，之后再按fc=400Hz（1ms采样）进行数字去假频滤波，最后进行1/4抽取，使得输出相当于1ms采样的离散信号。

图4-23 去假频滤波及数据抽取过程

第四节 合一型模拟/浮点数转换技术

SN348、SN368数字地震仪的信号采样、浮点放大、模数转换由同一电路分阶段完成，该电路称为合一型模拟/浮点数转换电路，又称编码放大器。编码放大器的每一次工作循环包括四个阶段：零漂和信号采样、浮点放大、模数转换和复位，从掌握其工作原理的角度出发，重点是浮点放大和模数转换阶段。

一、编码放大器浮点放大阶段

此阶段最多有七个节拍，第1、3、5、7个节拍时，开关S1、S2置位置“1” ，第2、4、6个节拍时，开关S1、S2置位置“2” 。开关置“1”时，电容C1上存储的电压放大4倍后存储在C2上；开关置“2”时，电容C2上存储的电压放大4倍后存储在C1上。初始时信号电压存储在C1上，这样信号电压从第一个节拍开始，每来一个节拍，信号电压就被放大4倍（循环放大）：

第一节拍： V01 22 Vi 第二节拍： V02 24 Vi 第三节拍： V03 26 Vi 第四节拍： V04 28 Vi

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图4-70 编码放大器浮点放大阶段等效电路

第五节拍： V05 210 Vi 第六节拍： V06 212 Vi 第七节拍： V07 214 Vi

以上是循环放大的全部过程，在实际工作过程中，每个节拍过后，放大器的输出与模数转换器的四分之一满标值进行比较，当放大器的输出大于四分之一满

图4-71 编码放大器浮点放大增益调整图

标值时，增益比较器输出逻辑“1”控制循环放大过程停止。此时，信号电压获得的增益值便为“最佳增益值” G 4J ，其中J为循环放大的次数。

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二、编码放大器模数转换阶段

模数转换阶段共有15个节拍，第一个节拍判定子样的符号，后14个节拍进行量化工作。在量化期间，放大器的反相端输入为电源电压 E，放大器对其进行 1倍放大；放大器（AR1）的同相端输入为储存在C1或C2上的电压，放大器对其进行+2倍放大。在放大器的输出端，放大+2倍的存储电压与电源电压进行相减运算，差值电压一方面去极性比较器，以判断取舍；另一方面差值电压被存储在C1或C2上。起初时，被量化的子样电压存储在C1上，第一次比较时子样电压放大两倍后与电源电压相减，等效成电源电压除2，相当于加入第一个权电压；第二次比较时差值电压放大两倍（子样电压放大4倍），等效成电源电压除22，相当于加入第二个权电压。依此类推，第14次比较时差值电压放大两倍（子样电压放大214倍），等效成电源电压除214，相当于加入第十四个权电压。

图 4-72 编码放大器模数转换阶段等效电路

电源电压除21、22、23、24、25、26、27、28、29、210、211、212、213、214的结果刚好是由大到小的以系列权电压。

第1、3、5、7、9、11、13、15节拍时，开关S1、S2置位置“2” ，第2、4、6、8、10、12、14节拍时，开关S1、S2置位置“1” 。开关S3的位置取决于子样电压或差值电压的极性。 1、量化正子样电压

第一节拍：开关S3断开，S1、S2置位置“2”，子样电压（V0）先前存储在C2

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上经AR1 1：1跟随输出，使BRL=1，代表为正子样电压。同时，子样电压存储在C1上。

第二节拍：由于是正子样，决定了开关S3接+E（A/D满标）电源，开关S1、S2

置位置“1” ，C1上的存储电压V0和+E电源经AR1放大后输出为

V1 2V0 E 2(V0 2 1E)

V1存储在C2上，当V1＞0时BRL=1，判断为取；当V1＜0时BRL=0，判断为舍。

第三节拍：S1、S2置位置“2”，若上一个节拍时BRL=1，则开关S3接+E电源，

C2上的存储电压V1和+E电源经AR1放大后输出为

V2 2V1 E 22(V0 2 1E 2 2E)

若上一个节拍时BRL=0，则开关S3接－E电源，C2上的存储电压V1

和－E电源经AR1放大后输出为

V2 2V1 E 22(V0 2 2E)

V2存储在C1上，当V2＞0时BRL=1，判断为取；当V2＜0时BRL=0，判断为舍。

上述过程一直进行到第十五个节拍，当子样为正满标时，第十五节拍时V14表示为：

V14 2[V0 E 2 i]

14

i 114

量化正子样电压的工作规律为：判断为取时，下一个节拍接正电源（+E），将AR1输出放大两倍后再与之比较，相当于加入下一位权电压；判断为舍时，下一个节拍节负电源（－E），将AR1输出放大两倍后再与之比较，相当将先前加入的正权电压抵消掉一半，剩下的一半为加入的下一位权电压。 2、量化负子样电压

第一节拍：开关S3断开，S1、S2置位置“2” ，子样电压（V0）先前存储在C2

上经AR1 1：1跟随输出，使BRL=0，代表为负子样电压。同时，子样电压存储在C1上。

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第二节拍：由于是负子样，决定了开关S3接－E（A/D满标）电源，开关S1、S2

置位置“1”，C1上的存储电压V0和－E电源经AR1放大后输出为

V1 2V0 E 2(2 1E 0)

V1存储在C2上，当V1＞0时BRL=1，判断为舍；当V1＜0时BRL=0，判断为取。

第三节拍：S1、S2置位置“2”，若上一个节拍时BRL=0，则开关S3接－E电源，

C2上的存储电压V1和－E电源经AR1放大后输出为

V2 22(2 1E 2 2E 0)

若上一个节拍时BRL=1，则开关S3接+E电源，C2上的存储电压V1

和+E电源经AR1放大后输出为

V2 22(2 2E 0)

V2存储在C1上，当V2＞0时BRL=1，判断为舍；当V2＜0时BRL=0，

判断为取。

上述过程一直进行到第十五个节拍，当子样为负满标时，第十五节拍时V14为

V14 2[E 2 i 0]

14

i 114

量化负子样电压的工作规律为：判断为取时，下一个节拍接负电源（－E），但将AR1输出放大两倍后再与之比较，相当于加入下一位权电压；判断为舍时，下一个节拍接正电源（+E），但将AR1输出放大两倍后再与之比较，相当将先前加入的负权电压抵消掉一半，剩下的一半相当于加入的下一位权电压。

第五节 频谱整形滤波技术

地层的高频吸收衰减效应是导致深层石油地震勘探分辨率大大降低的主要原因，要想获得地震勘探的高分辨率，就必须在仪器记录之前对地层吸收衰减进行补偿，所以野外采集记录时有必要进行高频提升补偿。频谱整形滤波器（Spectral Shaping Filter—SSF）是地震仪采集系统中唯一能对高频信号进行一定提升补偿的电路部件，它是I/O公司的专利技术，从20世纪90年代初推向市场以来收到一定效果，但效果并不显著，主要原因是它对高频信号提升的速率远远

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低于地层的吸收衰减速率，提升量也很有限（不超过26dB），还远远满足不了高分辨率地震勘探记录弱高频信号的需要。

一、频谱整形滤波器电路分析

低于起始频率时，其增益为前置放大器预选的增益；当信号频率位于起始和终止频率之间时，其增益按6dB/oct的速率递增；当高于终止频率时，其增益为起始预选的前放增益和终止频率所提升的增益之和。

频谱整形滤波器是在前置放大器中加入了由RH、C组成的负反馈支路，放大器传递函数为：

H(j ) 1

2 R02 R0

REZH

其中ZH＝RH＋数为

2 R0１

，前置放大器的直流增益为H0 1 ，所以频谱整形系

REj C

K(j )

RH(j )

1 E H0ZH

其中已考虑到1

2R02R0１j C

，将REREZH1 j CRH

K(j )

代入上式得到：

1 j C(RE RH)

1 j CRH

所以频谱整形系数的振幅和相位特性为

K(f)

2C2(RH RE)2

1 2C2RH

2

(f) arctg

1 2C2RHRE RH CRE

当RH＝1254Ω，Ｃ＝0.8125μF，R０＝25056Ω，RＥ＝11136Ω时，代入上式得到：

K(f)

104 39.91 f2

104 0.41 f2

56.85f103 0.40f

2

(f) arctg

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图4-27 频谱整形滤波器简化原理图

二、整形滤波效果分析

砂岩楔状体厚度与其地震反射波的相对振幅具有一定关系，曲线中振幅的最大值点为“调谐点”，调谐点所对应的厚度为调谐厚度（四分之一波长），此厚度即为地震勘探的垂向分辨率。

地层的吸收衰减使分辨率严重降低，无地层吸收衰减时分辨率为2.8～8.4m，

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而实际的分辨率为7.4m～45.7m，经过频谱整形滤波器滤波以后分辨率为5.6m～34.1m，分辨率提高的百分比（地层吸收衰减使分辨率降低总量得到补偿的百分比）为31.1%～39.1%。

图4-30是二维地质—地震正演模型，在图4-30（b）中，当互层顶底界面间的厚度达到四分之一波长（时间厚度为二分之一周期）左右时，时间剖面上出现两个同相轴，两个砂层时间上可分辨，在本例中同相轴的分叉点出现在第66道。在图4-90（c）中，同相轴的分叉点出现在 第51道。说明经频谱整形滤波以后分辨率有了一定提高，但效果并不十分明显。

频谱整形滤波器的实际使用效果如图4-31（a）和（b）所示。这两张野外监视记录是由美国I/O公司提供的，分别为不加和加频谱整形滤波器情况下在同一炮激发所得的记录。从这两张监视记录中可以看出，对于浅层来说，比如在0.5~0.8s之间，图4-31（b）的反射层次比图4-31（a）要清晰得多。对于中层反射分辨率也有一定提高，如0.8~1.3s之间。但对于深层来说，高频提升幅度可能不够，效果不明显，这也与深层的噪声有关。

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（a）理想地震反射，(b) 实际地震反射，(c) 整形滤波后地震反射

图4-29 反射波相对振幅与砂岩楔状体厚度

地球物理仪器讲稿(32学时)东北石油大学

图430 二维地质—地震正演模型

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