一种性能优良的家用逆变电源电路 - 图文

一种性能优良的家用逆变电源电路

这是一种性能优良的家用逆变电源电路图，材料易取，输出功率150W。本电路设计频率为300Hz左右，目的是缩小逆变变压器的体积、重量。输出波形方波。这款逆变电源可以用在停电时家庭照明，电子镇流器的日光灯，开关电源的家用电器等其他方面。

电容器 C1、C2用涤纶电容，三极管 BG1-BG5可以用9013：40V 0.1A 0.5W，BG6-BG7可以用场效应管IRF150：100V 40A 150W 0.055 欧姆。变压器B的绕制请参考 逆变器的设计计算方法，业余条件下的调试；先不接功率管，测 A点、B点对地的电压，调整R1或R2使A、B两个点的电压要相同，这样才能输出的方波对称，静态电流也最少。安装时要注意下列事项：BG6、BG7的焊接，必须用接地良好的电烙铁或切断电源后再焊接。大电流要用直径2.5MM以上的粗导线连接，并且连线尽量短，电瓶电压12V、容量12AH以上。功率管要加适当的散热片，例如用100*100*3MM铝板散热。如果你要增加功率，增加同型号的功率管并联使用，相应地增加变压器的功率。

个人建议：前级推动部分：电源提供可选择7809稳压电源块。后级BG6—BG7也可选择IRFP150。因为本机工作频率300HZ，只能用于一般电器，若要提高逆变效率要用磁心变压器，同时把电源工作频率调在20—40KHZ，为保证输出级为50HZ220V。输出级须再把（AC—DC—AC）高频交流变直流，再直流变成50HZ交流才能适用于家里所有电器使用。不要觉得这样麻烦，但做出的电源体积小、重量轻、效率高、无噪音。所以此电路并不是一种理想的电路，作为家庭要求不高的场合还行，但它简单实用。

逆变器的设计计算方法

晶体管的选择：考虑到安全因素，要具有一定的安全系素。经验资料如下： 直流电源电压：晶体管集射极耐压BVCEO

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6～8V≥20～30V 12～14V≥60～80V 24～28V≥80～100V

计算晶体管集电极电流：ICM（A）=输出功率P（W）÷ 输入电压V（V）× 效率。 式中输入电压即电源电压。效率与选择的电路有关，一般在百分之60～80之间。 铁芯截面积：S（平方厘米）=k×变压器额定功率的平方根，k的选择见下表

P(VA) k

5-10 10-50 50-100 100-500 500-1000

2-1.75 1.75-1.5 1.5-1.35 1.35-1.25 1.25-1

变压器铁芯的选择：业余制作对变压器铁心要求并不严格。不过硅钢片最好选用薄而 质地脆的，或者采用铁氧体磁心。漆包线用高强度的，绕线需用绕线机紧密平绕。 安插硅钢片时要严格平整。初级绕组两端电压与铁心截面积和工作频率等参数的 关系可以用公式表示如下：V=4.44×10-8SKFBN 式中 S --- 铁心截面积（平方厘米）； K --- 硅钢片间隙系数（0.9～0.95）； F --- 逆变器工作频率（赫兹）； B --- 饱和磁通密度（T）； N --- 线圈的匝数（圈）； V --- 初级绕组的电压（伏特）。

K的数值与硅钢片的厚度及片与片之间的间隙有关，铁心层迭越紧，K值越高

一般K取0.9即可。逆变器的工作频率，主要由所选择的铁心决定。采用硅钢片铁心， 逆变器工作频率低于2KHZ。采用不同的铁氧体磁心，工作频率在2KHZ～40KHZ之 间。如果工作频率超出了磁心的固有频率，则高频损耗十分严重。饱和磁通密度 B，对不同规格的硅钢片，其值不同，一般在0.5～1.4T之间。硅钢片薄而质地脆， 则磁性好，B可取大些；硅钢片厚而质地软，则磁性差，B可取小些。

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铁氧体磁心的B取0.2～0.5T左右。

初级绕组双线并绕，绕制变压器时，人们习惯于使用每伏匝数，这可用下式表达： 每伏匝数 N =2500/SKFB； 式中K为硅钢片间隙系数（0.9～0.95）； 线 径 D(mm)=0.715×I的平方根。

一种低成本逆变电源

引言

电源是电子设备的动力部分,是一种通用性很强的电子产品。它在各个行业及日常生活中得到了广泛的应用，其质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性,其转换效率的高低和带负载能力的强弱直接关系着它的应用范围。方波逆变是一种低成本，极为简单的变换方式，它适用于各种整流负载，但是对于变压器的负载的适应不是很好，有较大的噪声。

本文依据逆变电源的基本原理，利用对现有资料的分析推导,提出了一种方波逆变器的制作方法并加以调试。

1 系统基本原理

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本逆变电源输入端为蓄电池（＋12V，容量90A·h），输出端为工频方波电压（50Hz，310V）。其结构框图如图1所示。

目前，构成DC/AC逆变的新技术很多，但是考虑到具体的使用条件和成本以及可靠性，本电源仍然采用典型的二级变换，即DC/DC变换和DC/AC逆变。首先由DC/DC变换将DC12V电压逆变为高频方波，经高频升压变压器升压，再整流滤波得到一个稳定的约320V直流电压；然后再由DC/AC变换以方波逆变的方式，将稳定的直流电压逆变成有效值稍大于220V的方波电压；再经LC工频滤波得到有效值为220V的50Hz交流电压，以驱动负载。 2 DC/DC变换

由于变压器原边电压比较低,为了提高变压器的利用率,降低成本,DC/DC变换如图2所示，采用推挽式电路，原边中心抽头接蓄电池，两端用开关管控制，交替工作，可以提高转换效率。而推挽式电路用的开关器件少,双端工作的变压器的体积比较小,可提高占空比,增大输出功率。

双端工作的方波逆变变压器的铁心面积乘积公式为

AeAc=Po(1＋η)/(ηDKjfKeKcBm) （1） 式中：Ae(m2)为铁心横截面积； Ac(m2)为铁心的窗口面积；

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Po为变压器的输出功率； η为转换效率； δ为占空比； K是波形系数；

j(A/m2)为导线的平均电流密度； f为逆变频率；

Ke为铁心截面的有效系数； Kc为铁心的窗口利用系数； Bm为最大磁通量。

图3

变压器原边的开关管S1和S2各采用IRF32055只并联，之所以并联，主要是因为在逆变电源接入负载时，变压器原边的电流相对较大，并联可以分流，可有效地减少开关管的功耗，不至于造成损坏。

PWM控制电路芯片SG3524，是一种电压型开关电源集成控制器,具有输出限流,开关频率可调,误差放大,脉宽调制比较器和关断电路,其产生PWM方波所需的外围线路很简单。当脚11与脚14并联使用时,输出脉冲的占空比为0～95％,脉冲频率等于振荡器频率的1/2。当脚10（关断端）加高电平时,可实现对输出

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脉冲的封锁,与外电路适当连接,则可以实现欠压、过流保护功能。利用 SG3524内部自带的运算放大器调节其输出的驱动波形的占空比D，使D>50％，然后经过CD4011反向后，得到对管的驱动波形的D< 50％，这样可以保证两组开关管驱动时，有共同的死区时间。 3 DC/AC变换

如图3所示，DC/AC变换采用单相输出，全桥逆变形式，为减小逆变电源的体积，降低成本，输出使用工频LC滤波。由4个IRF740构成桥式逆变电路，IRF740最高耐压400V，电流10A，功耗125W，利用半桥驱动器IR2110 提供驱动信号，其输入波形由SG3524提供，同理可调节该SG3524的输出驱动波形的D<50％，保证逆变的驱动方波有共同的死区时间。 图4

IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因而它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。

IR2110的内部结构和工作原理框图如图4所示。图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，在实际电路里，该端接用户的保护电路的输出。HO和LO是两路驱动信号输出端，驱动同一桥臂的MOSFET。

IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。VB和VS之间的电容为自举电容。自举电容电压达到8.3V以上，才能够正常工作，要么

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采用小容量电容，以提高充电电压，要么直接在VB和VS之间提供10～20V的隔离电源，本电路采用了1μF的自举电容。

为了减少输出谐波，逆变器DC/AC部分一般都采用双极性调制，即逆变桥的对管是高频互补通和关断的。

4 保护电路设计及调试过程中的一些问题

保护电路分为欠压保护和过流保护。

欠压保护电路如图5所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器SG3524的脚10关断端输出高电平，停止驱动信号输出。

图5中运算放大器的正向输入端的电压由R1和R3分压得到，而反向输入端的电压由稳压管箝位在＋7.5V，当蓄电池的电压下降超过预定值后，运算放大器开始工作，输出跳转为负，LED灯亮，同时三级管V截止，向SG3524的SD端输出高电平，封锁IR2110的输出驱动信号。

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过流保护电路如图6所示，它监测输出电流状况，预设为1.5A。方波逆变器的输出电流经过采样进入运算放大器的反向输入端，当输出电流大于1.5A后，运算放大器的输出端跳转为负，经过CD4011组成的R S触发器后，使三级管V1基级的信号为低电平，三级管截止，向IR2011的SD1端输出高电平，达到保护的目的。

调试过程遇到的一个较为重要的问题是关于IR2110的自举电容的选择。IR2110的上管驱动是采用外部自举电容上电，这就使得驱动电源的路数大大减少，但同时也对VB和VC之间的自举电容的选择也有一定的要求。经过试验后，最终采用1μF 的电解电容，可以有效地满足自举电压的要求。

100w逆变充电两用电路

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400W大功率稳压逆变器电路

利用TL494组成的400W大功率稳压逆变器电路。它激式变换部分采用TL494，VT1、VT2、VD3、VD4构成灌电流驱动电路，驱动两路各两只60V/30A的MOS FET开关管。如需提高输出功率，每路可采用3～4只开关管并联应用，电路不变。TL494在该逆变器中的应用方法如下：

第1、2脚构成稳压取样、误差放大系统，正相输入端1脚输入逆变器次级取样绕组整流输出的15V直流电压，经R1、R2分压，使第1脚在逆变器正常工作时有近4.7～5.6V取样电压。反相输入端2脚输入5V基准电压(由14脚输出)。当输出电压降低时，1脚电压降低，误差放大器输出低电平，通过PWM电路使输出电压升高。正常时1脚电压值为5.4V，2脚电压值为5V，3脚电压值为0.06V。此时输出AC电压为235V(方波电压)。第4脚外接R6、R4、C2设定死区时间。正常电压值为0.01V。第5、6脚外接CT、RT设定振荡器三角波频率为100Hz。正常时5脚电压值为1.75V，6脚电压值为3.73V。第7脚为共地。第8、11脚为内部驱动输出三极管集电极，第12脚为TL494前级供电端，此三端通过开关S控制TL494的启动/停止，作为逆变器的控制开关。当S1关断时，TL494无输出脉冲，因此开关管VT4～VT6无任何电流。S1接通时，此三脚电压值为蓄电池的正极电压。第9、10脚为内部驱动级三极管发射极，输出两路时序不同的正脉冲。正常时电压值为1.8V。第13、14、15脚其中14脚输出5V基准电压，使13脚有5V高电平，控制门电路，触发器输出两路驱动脉冲，用于推挽开关电路。第15脚外接5V电压，构成误差放大器反相输入基准电压，以使同相输入端16脚构成高电平保护输入端。此接法中，当第16脚输入大于5V的高电平时，可通过稳压作用降低输出电压，或关断驱动脉冲而实现保护。在它激逆变器中输出超压的可能性几乎没有，故该电路中第16脚未用，由电阻R8接地。

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该逆变器采用容量为400VA的工频变压器，铁芯采用45×60mm2的硅钢片。初级绕组采用直径1.2mm的漆包线，两根并绕2×20匝。次级取样绕组采用0.41mm漆包线绕36匝，中心抽头。次级绕组按230V计算，采用0.8mm漆包线绕400匝。开关管VT4～VT6可用60V/30A任何型号的N沟道MOS FET管代替。VD7可用1N400X系列普通二极管。该电路几乎不经调试即可正常工作。当C9正极端电压为12V时，R1可在3.6～4.7kΩ之间选择，或用10kΩ电位器调整，使输出电压为额定值。如将此逆变器输出功率增大为近600W，为了避免初级电流过大，增大电阻性损耗，宜将蓄电池改用24V，开关管可选用VDS为100V的大电流MOS FET管。需注意的是，宁可选用多管并联，而不选用单只IDS大于50A的开关管，其原因是：一则价格较高，二则驱动太困难。建议选用100V/32A的2SK564，或选用三只2SK906并联应用。同时，变压器铁芯截面需达到50cm2，按普通电源变压器计算方式算出匝数和线径，或者采用废UPS-600中变压器代用。如为电冰箱、电风扇供电，请勿忘记加入LC低通滤波器。

一种新型车载正弦逆变电源

随着社会的发展，汽车越来越与人们的生活息息相关，而汽车用的直流电压一般为12V，不能为便携式电子设备直接使用。为此，车载电源(就是把直流12 V电压转换成交流220 V／50 Hz电源)的研制日益引起人们的重视。

传统车载电源一般采用逆变器加工频变压器的方案，它存在体积大、效率低等缺陷。随着新型电力电子器件和电力电子技术的发展，采用高频链的方案来实现无工频变压器的逆变电路，可以很好地解决传统车载电源存在的问题，同时能保证车载电源的输出电压更稳定、更平滑。

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1 车载电源电路结构与功能分析

车载电源系统如图l所示。12V直流电压经过高频逆变和高频整流，得到一个符合要求的：350V直流电压，该部分的控制信号由TL494芯片产生。

图1 车载电源系统结构

再经过全桥DC/AC逆变电路,得到220V/50Hz交流电压输出。为保证系统可靠运行,防止主电路对控制电路的干扰,采用主、控电路完全隔离的方法,即驱动信号用光耦隔离,反馈信号用变压器隔离,辅助电源用变压器隔离等。对于整个系统而言,逆变电路能否正常工作决定了整个系统能否正常运行。所以,设计的重点在逆变器的控制和检测上。

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SG3525结构框图和引脚功能[1]

系统采用SG3525来实现SPWM控制信号的输出,该芯片其引脚及内部框图如图2所示。

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图2 SG3525引脚及内部框图

直流电源Vs从脚15接入后分两路,一路加到或非门;另一路送到基准电压稳压器的输入端,产生稳定的＋5V基准电压。＋5V再送到内部（或外部）电路的其它元器件作为电源。

振荡器脚5须外接电容CT,脚6须外接电阻RT。振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定,f=1.18/RTCT。逆变桥开关频率定为10kHz,取CT=0.22μF,RT=5kΩ。振荡器的输出分为两路,

一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门;另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端,比较器的反向输入端接误差放大器的输出。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较,输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲,再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补,交替输出高低电平,将PWM脉冲送至三极管V1及V2的基极,锯齿波的作用是加入死区时间,保证V1及V2不同时导通。最后,V1及V2分别输出相位相差180°的PWM波。

1.2 SPWM调制信号的产生

要得到正弦电压的输出,就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关,所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。通过SG3525来实现输出正弦电压,首先要得到SPWM的调制信号,而要得到SPWM调制信号,必须得有一个幅值在1～3.5V,按正弦规律变化的馒头波,将它加到SG3525脚2,并与锯齿波比较,就可得到正弦脉宽调制波。

实现SPWM的控制电路框图如图3(a)所示,实际电路各点的波形如图3(b)所示。

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(a) SPWM控制电路框图

(b) SPWM电路主要节点的波形 图3 控制电路框图及各点波形

由图3可知,基准50Hz的方波是由555芯片生成的,用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号,使其转换成50Hz的方波,经过低频滤波,得到正弦的控制信号。当电源输出电压发生变化时,会改变正弦信号的幅值,

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使得SG3525输出脉宽也发生相应的变化,这就构成了一个闭合的反馈回路,能有效稳定输出的波形。

1.3 过电流保护

过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件,其具有足够快的响应速度,能够在IGBT允许的过流时间内将其关断,起到保护作用。 如图1所示,过流保护信号取自CT2,经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端,如图4所示。当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时,比较器输出高电平,使D2从原来的反向偏置状态转变为正向导通,并把同相端电位提升为高电平,使电压比较器一直稳定输出高电平。同时,该过电流信号还送到SG3525的脚10。当SG3525的脚10为高电平时,其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。

图4 过电流保护电路

1.4 驱动电路的设计

驱动电路的设计既要考虑在功率管需要导通时,能迅速地建立起驱动电压,又要考虑在需要关断时,能迅速地泄放功率管栅极电容上的电荷,拉低驱动电压。具体驱动电路如图5所示

图5 驱动电路

其工作原理是：

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1）当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时,光耦导通,使Q1的基极电位迅速上升,导致D2导通,功率管的栅极电压上升,使功率管导通; 2）当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时,光耦不导通,使Q1的基极电位拉低,而功率管栅极上的电压还为高,所以导致Q1导通,功率管的栅极电荷通过Q1及电阻R3迅速泄放,使功率管迅速可靠地关断。

当然,对于功率管的保护同样重要,所以在功率管源极和漏极之间要加一个缓冲电路避免功率管被过高的正、反向电压所损坏。 2 实验结果

根据以上分析,对实验样机进行了实验,其额定输出功率为500W,滤波器参数取L=3mH,C=2.2μF,样机带负载运行时,测得其输出电压波形如图6所示。

图6 逆变器的输出波形

3 结语

样机输出电压波形质量良好,输出电压稳定性强,幅值基本不受负载变化影响,效果较好。实验表明,本文提出的系统方案是切实可行的。

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本文来源：https://www.bwwdw.com/article/4hcx.html