数字控制双向全桥DC-DC变换器的研究

分 类 号

学校代码 10487

学号 2003611310062 密级

硕士学位论文

数字控制双向全桥DC/DC变换器的研究

学位申请人：牛金红

学科专业：电力电子与电力传动 指导教师：康 勇 教授

答辩日期：2006年4月29日

A Thesis Submitted in Partial Fulfillment of the Requirements For the

Degree of Master of Engineering

A Study of Bi-directional Full-Bridge DC/DC Converter Based

on Digital Control

Candidate : Niu Jin Hong Major:

Power Electronics and Electric Drive

Supervisor: Prof. Kang Yong

Huazhong University of Science and Technology

Wuhan, Hubei P.R. China 430074

April, 2006

独 创 性 声 明

本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。

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学位论文作者签名： 指导教师签名：

日期： 年 月 日 日期： 年 月 日

摘 要

双向DC/DC变换器(Bi-directional DC/DC Converter, BDC)是可双象限运行的直流-直流变换器。该变换器能够根据实际需要调节能量的流动方向，在功能上相当于两个单向直流-直流变换器。随着科技和生产的发展，对双向DC/DC变换器的需求逐渐增多，主要有直流不停电电源系统、航天电源系统、电动汽车等应用场合。在需要能量双向流动的场合，双向DC/DC变换器的应用可大幅度减轻系统的体积重量和成本，有重要的研究价值。本文主要研究适用于中大功率场合的数字控制隔离型双向全桥DC/DC变换器。

本文首先在介绍双向DC/DC变换器的概念、构成方法的基础上引出双向全桥DC/DC变换器，该变换器变压器高压侧为电压型全桥结构，接直流母线；低压侧为电流型全桥结构，接蓄电池。接着介绍双向全桥DC/DC变换器的工作原理，该变换器有两种工作模式：充电模式时，高压侧开关管有驱动信号，低压侧开关管驱动信号封锁，工作原理与单向全桥DC/DC变换器类似；放电模式时低压侧开关管有驱动信号，高压侧开关管驱动信号封锁，工作原理与Boost型全桥DC/DC变换器类似。同时分析了变换器工作过程中存在的占空比损失、开关管电压尖锋、启动控制等问题及相应的解决方案。然后用状态空间平均法建立变换器的小信号模型，研究双向全桥DC/DC变换器的控制模型，分析变换器的闭环系统稳定性，并给出单闭环PID控制器的设计方法。

最后给出一台200W双向全桥DC/DC变换器系统设计、软件流程、数字PID控制器的实现方法、及实验结果与分析。

关键词：双向全桥DC/DC变换器 充电模式 放电模式 控制模型 数字PID控制

I

Abstract

Bi-directional DC/DC Converter (BDC) is the two-quadrant operating DC/DC converter. The power can flow in either direction between two DC sources. BDC performs as two DC/DC converters. With the development of the science and production, BDC is increasingly used in applications such as DC uninterruptible power supply, aerospace power supply, and auxiliary power supply of electric vehicles, etc. The employing of BDC can reduce the size, the weight, and the cost of power system. This thesis is concentrated on the research of the digital controlled Bi-directional, isolated, full-bridge DC/DC Converter. This converter is usally used in high power applications.

In chapter one, the conception, creation of the bi-directional DC/DC converter are presented, and the bi-directional, isolated, full-bridge DC/DC converter is proposed. The converter is operated with dual full-bridges placed on each side of the isolated transformer. The high voltage (HV) side is connected to the dc generator supply, and the low voltage (LV) side is connected to the battery. In chapter two, the operating principle of the bi-directional full-bridge DC/DC converter is introduced. When power flows from the HV-side to the LV-side, the converter works in buck/charge mode to charge the LV-side battery, and the switching signal on HV-side is turned on, on LV-side is locked; otherwise, it works in boost/discharge mode to power the HV-side load, and the switching signal on LV-side is turned on, on HV-side is locked. Charge mode works as isolated full-bridge DC/DC converter, and the discharge mode works as isolated full-bridge boost converter. Chapter two also proposed some problems and the solved methods, such as the loss of duty ratio, voltage spike, startup controlling, etc. In chapter three, an extended state-space averaged model is developed to build the small signal model of the converter in both directions of power flow. A PID controller is designed to make the system has a satisfactory transient response against the disturbance.

Finally, a 200W prototype has been built. The design of hardware and software, realization of digital PID controller, etc are introduced in detail. The experimental results of the converter are proposed to confirm the theory analysis.

Keywords: Bi-directional Full-bridge DC/DC Converter Charge Mode

Discharge Mode Controller Model Digital PID Controller

II

目 录

摘要 .................................................................................................................... I Abstract ............................................................................................................. II 1 绪论

1.1 双向DC/DC变换器概述 ...................................................................... (1) 1.2 双向DC/DC变换器的应用 .................................................................. (5) 1.3 双向DC/DC变换器的现状和发展 ...................................................... (7) 1.4 本文的研究意义和主要工作 ................................................................ (9) 2 双向全桥DC/DC变换器

2.1 引言 ...................................................................................................... (11) 2.2 双向全桥DC/DC变换器的工作原理 ................................................ (11) 2.3 开关管电压尖峰问题 .......................................................................... (24) 2.4 双向全桥DC/DC变换器的启动控制 ................................................ (26) 2.5 本章小结 .............................................................................................. (31) 3 双向全桥DC/DC变换器控制模型的研究

3.1 引言 ...................................................................................................... (32) 3.2 非隔离型双向Buck-Boost变换器的小信号模型 ............................. (32) 3.3 双向全桥DC/DC变换器小信号模型的建立 .................................... (41) 3.4 小信号模型稳定性分析 ...................................................................... (42) 3.5 本章小结 .............................................................................................. (47) 4 双向全桥DC/DC变换器的系统设计

4.1 引言 ...................................................................................................... (48) 4.2 主电路参数设计 .................................................................................. (48) 4.3 辅助电路设计 ...................................................................................... (52)

III

4.4 控制电路设计 ...................................................................................... (55) 4.5 本章小结 .............................................................................................. (58) 5 双向全桥DC/DC变换器系统的软件设计及实验结果

5.1 引言 ...................................................................................................... (60) 5.2 双向DC/DC变换器数字化控制的软件实现 .................................... (60) 5.3 数字PID控制器的算法实现 .............................................................. (62) 5.4 实验结果及分析 .................................................................................. (63) 5.5 本章小结 .............................................................................................. (70) 全文总结 ....................................................................................................... (71) 致谢 ............................................................................................................... (72) 参考文献 ....................................................................................................... (73) 附录 攻读硕士学位期间发表的论文 ....................................................... (77)

IV

1 绪 论

1.1 双向DC/DC变换器概述

电力电子变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置。电源可分为两类：一是直流电(DC)，其频率f?0；二是交流电(AC)，其频率f?0。因此按转换电源的种类，可分为4类基本的电能变换器[1~3]，如图1.1所示。

DC逆变器斩 波 器DC整流器AC变 频 器AC图1.1 电能变换器类型

⑴DC/DC变换器，又称直流斩波器，将一种直流电转换成另一种直流电的电能变换器，是直流开关电源的主要部件。

⑵DC/AC逆变器，将频率f?0的直流电转换成频率f?0的交流电的电能变换器，是交流开关电源和不间断UPS的主要部件。

⑶AC/DC整流器，将频率f?0的交流电转变成频率f?0的直流电的电能变换器。 ⑷AC/AC变频器，将频率为f1交流电转变为另一种频率为f2交流电的电能变换器。 这四类变换器可以是单向的，也可以是双向的，单向电能变换器将从一端输入的电能经变换后从另一端输出，双向电能变换器可实现电能的双向流动。本文主要研究对象是电能可以双向流动的DC/DC变换器，也称为双向DC/DC变换器。 1.1.1 双向DC/DC变换器的原理介绍

单向DC/DC变换器，能量只能从一端输入，从另一端输出，如图1.2所示，这类变换器的主功率传输通路上一般都有二极管这个环节，因此变换器传递能量时只能是单向的，即图1.2中，能量只能从V1经变换器传输到V2，而不能反向流动。然而对于有些需要能量可双向流动的场合（V1和V2可以是直流电压源或直流有源负载，它们的

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电压极性保持不变。能量有时可从V1传输到V2，有时可从V2传输到V1），如果仍使用单向DC/DC变换器，则需要将两个单向DC/DC变换器反并联，如图1.3(a)所示，单向DC/DC变换器Ⅰ实现从V1到V2的能量流动，反并联单向DC/DC变换器Ⅱ实现从V2到V1的能量流动。但是这样电路就会变得复杂化，实际上可以将这两个单向变换器的功能由一个变换器来完成，即是双向DC/DC变换器[2][4~5]。

I1V1I1?0I2单向DC/DC变换器I2?0V2图1.2 单向DC/DC变换功能框图

I1V1I1?0,I2?0I2V2单向DC/DC变换器Ⅰ单向DC/DC变换器ⅡI1?0,I2?0(a)双-单向DC/DC变换器结构I1?0,I2?0I1V1I2双向DC/DC变换器V2I1?0,I2?0(b)双向DC/DC变换器结构图1.3 双向DC/DC变换功能框图

双向DC/DC变换器是指在保持变换器两端的直流电压极性不变的情况下，能够根据需要调节能量传递方向的直流变换器[2][4~5]，如图1.3(b)所示。双向DC/DC变换器置于电源V1和V2之间，控制其间的能量传递。I1和I2分别是V1和V2的平均输入电流。根据实际需要，可以通过双向DC/DC变换器的控制器控制功率流向：使能量从V1传输

2

到V2，称为正向工作模式，此时I1为负，I2为正；使能量从V2传输到V1，称为反向工作模式，此时I1为正，I2为负。 1.1.2 双向DC/DC变换器的构成方法

D2D2Q2D1Q1Q1(a)单向DC/DC基本变换单元(b)双向DC/DC基本变换单元图1.4 双向DC/DC基本变换单元演变示意图

Q1LD1V1D2V2V1Q2V2L功率流向功率流向(a)单向Buck DC/DC变换器Q1D1L(b)单向Boost DC/DC变换器V1Q2D2V2Buck方向Boost方向(c)双向Buck-Boost DC/DC变换器图1.5 双向Buck-Boost DC/DC变换器演变示意图

从电路拓扑上讲，单向DC/DC变换器可简化为含有如图1.4(a)所示单向基本变换单元的基本原理结构[5]，该基本变换单元由一个有源开关和一个二极管构成，简单的实例如图1.5(a)中的单向Buck DC/DC变换器和图1.5(b)中的单向Boost DC/DC变换器，由于二极管的存在，能量只能单方向传输。而常规的双向DC/DC变换器可简化为如图1.4(b)所示双向基本变换单元的基本原理结构，此双向变换单元由两个各自有反并联二极管的有源开关构成（反并联二极管也可是有源开关管体内寄生二极管）。图

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1.5(c)为基本的双向Buck-Boost DC/DC变换器，它有两种简单的工作方式：Q2保持关断，Q1采用PWM方式工作，变换器实际为一个Buck电路，能量从V1传输到V2；Q1Q2采用PWM方式工作，保持关断，变换器实际为一个Boost电路，能量从V2传输到V1。

用同样的方法，可以将升降压式(Buck/Boost)、库克(Cuk)、瑞泰(Zeta)、赛皮克(Sepic)、全桥(Full-Bridge)等直流变换器构成Bi Buck/Boost、Bi Cuk、Bi Sepic-Zeta、Bi Full-Bridge等双向直流变换器[2]。

与传统的采用双-单向DC/DC变换器来达到能量双向传输的方案相比，双向DC/DC变换器应用一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体开关器件数目少，且可以更快的进行功率传输方向的切换。而且，一般双向DC/DC变换器更方便在现有的电路上使用同步整流工作方式，有利于降低通态损耗[4~5]。总之，双向DC/DC变换器具有高效率、体积小、动态性能好和成本低等优势。 1.1.3 双向DC/DC变换器的分类

按照双向DC/DC变换器的构成方法，双向DC/DC变换器可以由单向DC/DC变换器演变而来，按输入和输出之间是否有电气隔离，或功率开关器件的个数进行分类[2][5]。

非隔离型双向DC/DC变换器有：Bi Buck-Boost、Bi Buck/Boost、Bi Cuk、Bi Sepic-Zeta等，这类变换器只能实现电流的双向流动，并不能改变电压的极性，故称为电流双向变换器，即在电压和电流为坐标的平面内，仅电流可正可负，变换器工作在第I和第II象限。电压双向变换器则只能实现电压极性的变换，电流方向不变，变换器工作在第I和第Ⅳ象限。桥式直流变换器既能实现电流的正与负，也能改变输出电压的极性，为四象限直流变换器。因而这种四象限直流变换器对直流电机电枢供电时，可以使直流电机在四个象限区域工作。

隔离型双向DC/DC变换器有：反激式双向(Bi flyback)DC/DC变换器，正激式双向(Bi forward)DC/DC变换器，双向半桥(Bi half bridge)DC/DC变换器，双向推挽(Bi push-pull)DC/DC变换器，双向全桥(Bi full bridge)DC/DC变换器等。不仅同一种类型的隔离直流变换器可构成隔离型双向DC/DC变换器，而且不同形式的隔离直流变换器也可组合成隔离型双向DC/DC变换器。

直流变换器的拓扑有很多种，也在不断发现新的电路拓扑。双向直流变换器的电路拓扑也在不断增加。

双向直流变换器按开关转换条件，也可分为硬开关和软开关两类[2]。

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1.1.4 隔离型双向全桥DC/DC变换器

在非隔离型双向Buck-Boost DC/DC变换器的电路拓扑结构中插入高频变压器，即可构成隔离型Buck-Boost DC/DC变换器拓扑[5~8]，图1.6(a)为隔离型Buck-Boost DC/DC变换器的基本形式，其中高频整流/逆变单元和高频逆变/整流单元可以由全桥、半桥、推挽等电路拓扑构成。图1.6(b)的整流/逆变单元和逆变/整流单元均是全桥结构，该拓扑即是本文的研究对象。隔离型Buck变换器的研究比较深入、应用广泛，但隔离型Boost变换器的研究相对较少，因此Boost变换器中存在的启动和开关管电压尖峰的问题[6]在隔离型双向Buck-Boost DC/DC变换器中同样存在。本文主要研究电压-电流组合型隔离型双向全桥DC/DC变换器，后面的章节中将会做详细的介绍。

V1高频逆变/整流单元高频整流/逆变单元V2(a)隔离型双向DC/DC基本拓扑LQ1V1CQ2D1Q3D3Q5TN2n:1D5Q7D7Lr1N1D4Lr2V2Q8D8D2Q4Q6D6(b)隔离型双向全桥DC/DC变换器图1.6 隔离型双向全桥DC/DC变换器

1.2 双向DC/DC变换器的应用

随着科技和生产的发展，对双向直流变换器的需求逐渐增多，应用也越来越广泛。本文列举两个应用实例供参考，一是在直流不停电电源系统（DC-UPS）中的应用，二是在电动汽车燃料电池电源系统中的应用。 1.2.1 直流不停电电源系统（DC-UPS）

DC-UPS电源目前应用已经比较广泛，文献[2][4~5]中已有很多介绍。图1.7所示

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是一种DC-UPS的结构框图，由AC/DC变换器、电池组BA和双向DC/DC（Bi DC/DC）变换器构成。其工作原理是，当供电正常时，AC/DC变换器将直流母线电压调整到稳态电压，对直流母线上的负载供电，同时经Bi DC/DC给电池组BA充电，若BA已充足电，则双向变换器不进行功率转换；当供电电源掉电或出现故障时，双向直流变换器将电池组电压转变成直流母线负载所需电压，给负载供电，使负载不断电。

直流母线AC/DC变换器 LOADBA双向DC/DC变换器图1.7 DC-UPS电源系统

双向DC/DC变换器的功能是：供电正常时作为电池组的充电器，保持电池充足电状态；在供电故障后将电池组电压转变为直流母线电压，给负载供电。通常，电池组充电的功率较小，放电时功率较大，因此对Bi DC/DC的功率等级应依放电功率为准。使用双向DC/DC变换器的好处是，可以将电池的充放电的工作分离出来，运用双向DC/DC变换器单独处理蓄电池的充放电操作，更容易优化充放电过程，对于延长蓄电池的寿命和提高充电效率都有好处。

当然，双向DC/DC变换器也可以作为AC-UPS[1][9]中的中间直流链与蓄电池之间的变换环节。

1.2.2 电动汽车燃料电池电源系统

燃料电池是一种可以将化学能转变成电能的装置，在电动汽车[2][10~11]中有很好的应用前景。

在燃料电池系统中含有一个压缩机电机，正常运转情况下，该压缩机可由燃料电池输出电压供电，但在电动汽车启动时，燃料电池电压尚未建立起来，需要辅助电源来供电，提供压缩机电机的驱动能量，给燃料电池创造启动条件。辅助电源有两个作用:①在燃料电池启动前，提供直流母线的电压；②当汽车制动时，希望制动能量能够回馈并得到合理的应用。采用蓄电池作为辅助供电电源，通过双向DC/DC变换器可以满足这两个方面的要求：快速启动燃料电池；将制动能量回馈给蓄电池。图1.8为

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电动汽车燃料电池电源系统结构框图，双向DC/DC变换器是此电源管理系统中的重要组成部分之一。为了和目前的汽车负载保持兼容[12~14]，电池电压一般为12V，直流母线电压为288V。蓄电池供电时，双向DC/DC变换器工作在放电模式，输入电池电压波动，输出稳定电压288V，放电功率1.5kW；蓄电池储能时，双向DC/DC变换器工作在充电模式，将电能存储于蓄电池中。

上述领域中应用的双向DC/DC变换器的共同特点是：变换器功率较大，变换器所连接的电路中一端是电压较低的蓄电池，另一端的电压较高。由于电压等级差别较大，同时出于安全、输出匹配等因素的考虑，这类变换器一般都采用变压器进行低压与高压之间的隔离，即选用隔离型双向DC/DC变换器。

280V直流母线燃料电池电压箝位控制器压缩机12V蓄电机电池12V负载双向DC/DC 变换器储能电容逆变器驱动电机图1.8 电动汽车用燃料电池电源系统框图

此外，双向DC/DC变换器还在航空电源系统、太阳能电池供电系统、光伏电池等场合应用[2][15]。

1.3 双向DC/DC变换器的现状和发展

1.3.1 双向直流变换器的现状

20世纪80年代初，为减轻人造卫星太阳能电源系统的体积和重量，美国学者提出用Buck/Boost型双向DC/DC变换器代替蓄电池充电器和放电器。此后人们对人造卫星用蓄电池调节器进行了深入研究，并使之进入了实用阶段。

1994年F.Caricchi等研制成功电动车驱动用20kW水冷式双向直流变换器。同时香港大学陈清泉教授(C.C.Chan)也开展了电动车用双向直流变换器的研究和试验工作。

1994年澳大利亚Felix A.Himmdlstoss在PESC 1994上发表文章[16]，总结了不隔离双向直流变换器的拓扑结构。在6种单管非隔离直流变换器的开关管上反并联二极管，

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二极管上反并联开关管，即可构成以下4种双向直流变换器：Buck-Boost、Buck/Boost、Cuk、Spepic-Zeta双向直流变换器[2]。

隔离型双向直流变换器有正激、反激、推挽、半桥、全桥等拓扑结构。 桥式直流变换器有两类：一类是由双电压源型桥式直流变换器构成[2][15~17]，主变压器两侧电路结构对称；一类是由电压源型桥式直流变换器和电流源型桥式直流变换器构成[2][10~16]。这两种桥式变换器均可具有软开关特性。控制方式有两种：①变压器两侧开关管相移控制[10~20]，如图1.9所示，其中L1表示变压器等效电感，通过控制两侧变换单元之间的相位关系来调节两个电源之间的能量传输大小和方向；②只对变压器一侧开关管进行控制，来调节向另一侧传递能量的大小，另一侧开关管用其反并联二极管整流[2][11]，或采用同步整流技术[21~26]，工作原理类似单向直流变换器。

双向全桥直流变换器适合中大功率场合，并且较容易通过移相控制方式实现软开关，因此备受青睐。大量文献[1~4][7][10][27~32]对移相全桥变换器的工作原理、软开关条件、实现软开关的方式、数学模型、控制方法等几个方面进行了深入研究，研究表明，全桥直流变换器现已成为中大功率直流变换器的主要拓扑结构，该拓扑易于实现零压开通的软开关过程，损耗低，效率高。本文研究的对象即是电压源型全桥直流变换器和电流源型全桥直流变换器组合而成的软开关型双向全桥DC/DC变换器。软开关技术在双向直流变换器中的应用，有利于双向DC/DC变换器向小型化和模块化方向发展。

L1?V1?V2图1.9 相移控制双向DC/DC变换器等效电路

1.3.2 双向直流变换器的发展

双向直流变换器和电力电子变换器一样，基本要求是：工作可靠性高、成本低、维修性好、体积小、重量轻、电气特性好等[1~2]。

可靠性是最主要的要求，它是衡量成功率的尺度，通常以平均故障间隔时间，MTBF（以小时计）来表示，也可用平均故障间隔时间的倒数——故障率，即每一千工作小时的故障次数来表示。高的可靠性来自良好的设计、认真的制造、全面的检查、合理

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的使用、准确地安装和正确的维修。电力电子变换器应该在合适的供电条件下不依赖于其他条件正常工作。变换器的故障不应导致给它供电电源的故障，也不应引起与其连接的其他设备的故障。变换器的故障应不导致不安全状态，不扩大故障，更不造成火灾等严重事故。

成本和所需费用是衡量变换器的第二个重要标准，也是提高产品竞争力的主要因素，应尽量在满足产品技术要求的前提下减少成本费用。

维修性好坏是衡量产品的第三个重要因素。市场需求一般是免维修的或者是维修性好的产品。

体积小、重量轻是产品设备的基本要求。必须通过精心的设计、合理的安装以减小体积和重量。

电力电子变换器的电气性能包括供电电源的适应性、输出电能质量、电能转换效率和电磁兼容性等方面。提高电能转换效率是电力电子变换器永恒的追求。低损耗，就会有低温升和小的体积重量，因而就有高的可靠性。电磁兼容性既要考虑到不受外界干扰信号大的影响，又要不危害其他设备的正常工作。

综上所述，电力电子变换器的发展方向是：提高功率密度、提高效率、减少污染、模块化结构。

双向DC/DC变换器是电力电子变换器的组成部分，其发展方向基本相同。但双向DC/DC变换器是电力电子变换器的一个新分支，是伴随航空航天、电动汽车等新的无污染能源科技的发展而发展起来的，其前景十分广阔。

1.4 本文的研究意义和主要工作

1.4.1 本文的研究意义

双向DC/DC变换器这种典型的集双个单向DC/DC变换器于一体的变换器，有着重要的研究价值。目前双向DC/DC变换器的研究工作主要集中在电路拓扑和控制方式两个方面。文献[2][4~20]中对双向DC/DC变换器已有较深入的研究，本文主要以应用于中大功率场合的隔离型双向全桥DC/DC变换器为研究对象，变换器有8个功率开关管，高压侧是电压源型全桥结构，低压侧是电流源型全桥结构。目前对双向DC/DC变换器的控制模型方面的研究较少，因此研究并得出双向全桥DC/DC变换器的控制模型具有重要的价值。

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1.4.2 本文的主要工作

本文的主要研究对象为数字化控制电压-电流组合型隔离型双向全桥DC/DC变换器，针对该变换器做了以下工作：

第一章介绍双向DC/DC变换器的概念原理、构成方法、分类及应用领域，并对其研究现状和发展作了简略的介绍，并给出了本文的主要研究对象为隔离型双象全桥DC/DC变换器。

第二章详细介绍双向全桥DC/DC变换器的充电模式和放电模式下的工作原理，并分析了充放电模式下存在的一些典型问题及相应的解决方法。

第三章是对双向全桥DC/DC变换器的控制模型的研究。首先利用状态空间平均法建立了带阻性负载非隔离型双向Buck-Boost变换器的小信号模型。然后推得带蓄电池有源负载的隔离型双向全桥DC/DC变换器的小信号模型。最后给出了变换器的闭环控制-输出结构框图，分析了其稳定性及PID控制器设计过程。

第四章介绍双向全桥DC/DC变换器的系统设计，包括主电路主要元器件的参数设计，辅助电路和控制电路的设计。

第五章介绍变换器的软件流程和实验结果及分析。并介绍了数字PID控制器的算法实现过程。

最后对全文做了总结，并对进一步的工作方向作了展望。

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2 双向全桥DC/DC变换器

2.1 引言

本文主要研究对象是带隔离变压器的双向全桥DC/DC变换器，该变换器隔离变压器两侧均为全桥结构：高压侧为电压型全桥结构；低压侧为电流型全桥结构。

该拓扑结构的优点：主变压器只有一个一次绕组和一个二次绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，变压器铁心和绕组得到最佳利用。全桥结构使得功率开关管的最大的反向压降减半[1][33]。

该拓扑结构的缺点：需要的功率元件比较多。在导通的回路上至少有两个管压降，因此效率有所降低，由于变压器两侧均有四个开关管，损耗也略有增加。 2.2 双向全桥DC/DC变换器的工作原理

充电模式LfQ1D1C1Q3Lr1D3C3T Cb1N1N2Cb2Lr2Q5D5C5Q7D7C7K1R1V1CfD2V2D8n:1Q2C2Q4D4C4Q6D6C6Q8C8放电模式图2.1 双向全桥DC/DC变换器主电路

2.2.1 变换器主电路拓扑

带隔离变压器的双向全桥DC/DC变换器的拓扑结构如图2.1所示。图2.1中变压器两侧整流/逆变单元均是全桥型结构，高压侧的为电压型全桥结构，低压侧为电流型全桥结构。两侧可以实现能量的双向流动[2]。

图2.1中，R1为高压侧母线负载；变压器两侧绕组匝数分别为N1、N2，匝比为

n?N1:N2；Lr1为变压器高压侧等效漏感或与外串电感之和；Lr2为变压器低压侧等效

漏感或与外串电感之和；Cb1、Cb2分别为变压器高压侧和低压侧所串隔直电容；Lf在

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充电模式时是滤波电感，放电模式时是储能电感；Cf是高压侧的滤波稳压电容。

该变换器有两种工作模式：当供电电源V1正常时，开关K1闭合，V1提供母线负载

R1能量，同时通过变换器给蓄电池V2充电，称为充电模式；当供电电源V1故障时，开

关K1断开，蓄电池V2作为应急供电电源通过变换器升压后提供高压侧母线负载R1能量，称为放电模式。

充电模式时，开关管Q1?Q4有驱动信号，并采用移相PWM控制方式，而开关管

Q5?Q8则不加驱动信号，只利用其反并联二极管D5?D8实现输出全桥整流。放电模

式时，开关管Q5?Q8有驱动信号，当四个开关管同时导通时电感Lf储能，当对管Q5 、

Q8（或 Q6、Q7）同时导通时，向高压侧负载传递能量，实现变换器的升压功能，而

开关管Q1?Q4则没有驱动信号，只利用其反并联二极管D1?D4实现输出全桥整流。

下面详细说明这两个工作模式时电路的工作原理。 2.2.2 充电模式工作原理 2.2.2.1 等效电路

当变换器处于充电模式时，开关K1闭合，供电电源V1向母线负载R1正常供电，同时向电池充电。正常供电时，负载R1所消耗的能量是恒定的，对双向变换器的传递功率没有影响，滤波电容Cf上的电压保持为V1且恒定不变的，Cf对变换器功率变换也没有影响，故分析该模式工作原理时，可以不计母线负载R1和滤波电容Cf。因此，充电时主电路等效电路如图2.2(a)所示，由图可见充电模式等效电路类似全桥直流变换器[1][3-4]，由全桥逆变器和输出全桥整流滤波电路构成，因此，其工作原理的分析可以参考全桥直流变换器工作原理。所不同的是充电模式时负载是有源负载蓄电池。

如果有源功率开关管的导通时间有差异，则加在变压器高压侧的交流电压就会正负电压幅值相等、脉冲宽度不相等，其中将含有直流电压分量，会在变压器高压侧绕组中产生很大的直流电流，并可能造成磁路饱和而使变压器不能正常工作，因此，通常在逆变器输出和变压器高压绕组之间串入隔直电容[1~3]（如图2.2(a)中的Cb1），Lr1是变压器高压侧等效漏感与外串电感之和。 2.2.2.2 控制方式

桥式直流变换器和逆变器一样，有双极性、单极性和移相三种控制方式[2~3]。在桥式直流变换器中，移相控制方式易实现开关管的零电压（ZVS）开通，故在此讨论

12

研究移相控制方式下的全桥直流变换器。

移相控制方式[1~2]一个桥臂的两个开关管的驱动信号1800互补导通且中间有死区，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角。通过调节移相角的大小来调节输出电压。图2.2(b)中Q1、Q2的驱动信号超前于Q3、Q4一个相位，称Q1、Q2组成的桥臂为超前桥臂，Q3、Q4组成的桥臂为滞后桥臂。图2.2(a)中的开关管Q1?Q4上不仅有反并联二极管D1?D4，还有并联电容C1?C4，它们可以是开关管的结电容，或外加的小电容。C1?C4的作用是使开关器件在关断时其两端电压从零缓慢上升，实现软关断，减少关断损耗。在开关器件关断、开通过程中，电容C1?C4与Lr1谐振，使开关管在施加驱动信号开通时其两端电压已为零，从而实现零电压开通，无开通损耗。

LfCD1Q1C1Q3D3C3D5D7Lr1T Cb1BN1N2V1AV2D6D8n:1D4C4DD2Q2C2Q4(a) tdQ1Q2Q1驱动信号t?Q4tdQ3Q4ipIpI2I3TI1IpvABV10C1C2Q4D5D8onD2C3C4D5D8onD2D3D5D6D7D8onQ2Q3D5D6D7D8onV1Q2Q3D6D7onV1/nt0t1t2t3t4t5t6t7t8t9t10t11t12t13Q1Q4D5D8onD2Q4D5D8on-I5vCD0(b)

13

根据图3.4小信号模型可推得Boost方向的稳态和动态小信号特性[33]。 ① 稳态电压增益：

M?V1V2?1D (3-22)

对比式(3-13)，利用传递能量的开关管Q1或二极管D1的导通占空比D作为电压增益参数，Boost方向电压增益和Buck方向的刚好成倒数关系。

i1??LiL??V1d?V2V1dR1D2C1R1V1?D:1图3.4 Boost方向小信号模型

② 控制-输出开环传递函数：

v1?s?d?s??V2?s??0??G1d?s??L1R1D2??V1 (3-23)

Ds2LC?sL?11D2R1D21?s③ 输入-输出开环传递函数：

G12?s??v1?s??V2?s?dS=0???1/DLsLs22C1??1DR1D2 (3-24)

??式(3-23) 中的传递函数前面有一个负号，说明当占空比D有正的扰动变化量d时，输出电压V1就会有负的变化量V1，这也可以由式(3-22)得到验证：Boost方向时，

V1取定值，D增加，则V1减少。用电路模型分析结果一样：D增加，电感L储能时间

??减少时，输出电压会降低。若D的扰动变成负的，式(3-23)的负号便变成为正号[5][33]。 3.2.3 非隔离型双向Buck-Boost变换器的小信号模型

由图3.2所示的 Buck方向和图3.4所示的 Boost方向的小信号模型，可以得到双向Buck-Boost变换器的小信号模型，如图3.5所示，等效隔离变压器变压比为1:D。

39

其中D是传输功率时开关(图1.5c中的Q1或D1)的导通占空比。由图3.5和式(3-13)、(3-14)、(3-15)、(3-22)、(3-23)、(3-24)可得双向Buck-Boost变换器的以下特性关系式。

① Buck方向时，K2断开，电源V1提供负载R2能量：VBuck?V1d，IBuckK1断开，② Boost方向时，电源V2提供负载R1能量：IBoostVBoost?V1d，

??V1??d； R2V1? ??d；2R1DVK1V1?V1?LK2C1R1I1:DC2V2?V2?R2图3.5 非隔离型双向Buck-Boost直流变换器小信号模型

V1:V2?1:D；③ 稳态时，电压之间的关系满足下式： (3-25)

④ Buck方向时，控制-输出传递函数和输入-输出传递函数为：

G2d?s??v2?s?d?s?v2?s????V1?s??0???V1sLsLC2??1R22 (3-26a)

G21?s???V1?s?ds?0?DsLs2LC2??1R2 (3-26b)

??⑤ Boost方向时，控制-输出传递函数和输入-输出传递函数为：

v1?s?d?s????V2?s??0??G1d?s??L1R1D2??V1 (3-26c)

LsLDs2C1??1D2R1D21?sG12?s??v1?s??v2?s?ds=0?1/DLsLs22C1??1DR1D2 (3-26d)

?? 40

3.3 双向全桥DC/DC变换器小信号模型的建立

在第二章中分析了变换器两种工作模式下的工作过程，充电模式等效电路类似桥式直流变换器，采用移相控制时工作原理也和移相控制全桥直流变换器近似。所不同的是充电模式时负载是有源负载蓄电池。在分析该模式下的小信号模型时，关键是建立蓄电池的等效电路。蓄电池等效电路有很多种形式[5][12~13][39][43]：可以等效成小阻值电阻和理想电压源串联；等效成具有相同功率的耗散型电阻和大电容并联，保证输出电压恒定等。本文采用小阻值电阻R2和理想电压源Vbat串联等效电路。建立小信号模型时，等效理想电压源的扰动量为零，即Vbat?0，则充电模式时小信号模型与全桥直流变换器带阻性负载时的小信号模型是一样的。

放电模式时，令R2?0，V2?Vbat，与Boost型全桥直流变换器一样。

因此可以由上面推导的非隔离型双向Buck-Boost变换器的小信号模型推得双向全桥DC/DC变换器的小信号模型，如图3.6所示，这里忽略了变换器的占空比损失。

?VK1V1?V1?LfCfR1n:DR2IC2VbatV2?V2?图3.6 隔离型双向全桥DC/DC变换器小信号模型

与非隔离型双向Buck-Boost变换器小信号模型的不同之处是： ① 等效隔离变换器变比为n:D；

② 稳态电压增益，V1D?nV2，即V1:V2?n:D； (3-27)

V1?V1?d； ③ 充电模式时，K1闭合，V充?d，I充?nR2nnV1?V1?d； ④ 放电模式时，K1断开，R2?0，V放?d，I放??R1D2n⑤ 将图3.5中的所有的D?VD，二次侧的V1?1，便得到图3.6。 nn由图3.6所示双向全桥DC/DC变换器小信号模型可推得其动态小信号特性。

41

充电模式时，控制-输出传递函数和输入-输出传递函数为：

G2d?s??v2?s?d?s?v2?s??V1?s?ds?0???V1?s??0?V1/n (3-28a) sLs2LfC2?f?1R2D/n (3-28b) sLs2LfC?f?1R2??G21?s?????放电模式时，控制-输出传递函数和输入-输出传递函数为：

v1?s?d?s??V2?s??0??G1d?s??n2Lf1?sV1R1D2?? (3-28c)

sn2LfD2n2LfsCf??1D2R1D2G12?s??v1?s??V2?s?ds=0?????n/D (3-28d) 22nLsnLfs22fCf??12DR1D对比式(3-26)和(3-28)的四组算式，可知将式(3-26)a、b、c、d中的D和V1做以下变换：

D?VD，V1?1 nn即可相应得到式(3-28) a、b、c、d。式(3-26c)和(3-28c)中的传递函数前面均有一个负号，表示D的正的扰动会导致输出电压的负的扰动。在设计控制器时，放电模式时一般以储能开关管的占空比D'作为调解量，其扰动为正，则D的扰动就变成负的，式(3-26c)和(3-28c)的负号便变成为正号[5][33]。

注意：这里占空比D是指半个周期T/2内的变压器输出电压占空比，且0?D?1。

3.4 小信号模型稳定性分析

3.4.1 控制类型的选择

目前开关电源中广泛应用的是电压模式控制、电流模式控制、或电压外环电流内

42

环控制[44~47]。电压负反馈闭环控制系统，是把检测到的输出电压与给定参考电压比较，将电压误差放大，并通过PWM转换成脉冲宽度D(即D?ton/T，在这里D?2ton/T)的驱动信号来驱动开关管，达到输出电压恒定的目的。该闭环结构是开关电源中应用最广泛的负反馈形式。另一种是电流负反馈闭环控制系统，达到电流恒定的目的。也可以是电压和电流两个信号构成的双环负反馈，电流负反馈构成内环，电压负反馈构成外环。电流作用比较快，因此可以称为电流型控制。电压负反馈系统可以提高开关电源的动态响应性能[33]。

在研究双向全桥DC/DC变换器的控制模型时，充电模式要求恒流充电，采用电流负反馈闭环控制；放电模式要求输出稳压，采用电压负反馈闭环控制。因此设计的控制器的设计应能满足：充电时充电电流恒定；放电时输出电压稳定。 3.4.2 开关电源结构框图

N?s?给定环节误差放大器电压/占空比反馈检测?a?DC/DC低通滤波器C?s?R?s?R?s?E?s?N?s?G1?s?H?s?G2?s?C?s??b?R?s??E?s??N?s?G1?s?H?s??G2?s?C?s???c?图3.7 开关电源结构框图及代号

开关电源由主回路和控制回路两大部分组成[33][39][44~50]，主要环节是主开关管、高频变压器、低通滤波器、反馈检测环节、给定环节、误差放大器、电压/占空比转换驱动环节。图3.7为开关电源的结构框图和代号，其中G1?s?代表了误差放大器占空比的传递函数，G2?s?代表了主回路、低通滤波器等的传递函数。

43

+Q1C1Q3C3+Q1C1Q3C3V1C2ipV1ip-Q2Q4-Q2D2Q4模态1[t0~t1]模态2[t1~t2]+Q1C1Q3C3+Q1C1Q3D3V1ipV1ip-Q2D2Q4C4-Q2D2Q4C4模态3[t2~t3]模态4[t3~t4]+Q1C1Q3+Q1C1Q3V1Q2ipV1Q2ip-模态5[t4~t5]Q4C4-模态6[t5~t6]Q4C4(c)

图2.2 双向全桥DC/DC变换器充电模式

2.2.2.3 运行模式分析

为了使图2.2(a)电路工作原理的分析简明、清晰，假定： (1)所有功率开关管均为理想器件，忽略正向压降及开关时间；

14

(2)所有电感、电容和变压器均为理想元件； (3)C1?C2?Clead，C3?C4?Clag；

(4)只要滤波电感Lf比较大，且Lf?Lr1/n2（n为变压器匝比），在一个开关周期中电流ILf变化不大，可以近似为恒定不变。

图2.2(b)是该全桥变换器的充电模式时的主要工作波形[1~3][33]，在一个开关周期中，共有12个开关模态，因为前半个周期的开关模态和后半个周期的开关模态工作情况类同，所以图2.2(c)只画出稳态工作时半个周期6个开关模态的等效电路，且未画出变压器输出电路。

模态1?t0?t1?：t?t0时，Q1关断，电感Lr1电流达到最大值ip?Ip。由于电路有电感，等效电感L?Lr1?n2Lf很大，电流ip变化不大，ip从Q1转到C1、C2。C1从零电压开始充电，实现了Q1软关断；C2放电。t?t1时，C1从零充电到V1，C2从V1放电到零，VAB?VCD?0，D2开始导电，创造了Q2的ZVS条件。副边经D5、D8整流输出。

在t01?t0?t1期间 ：?VC1???VC2?V1?1C1?t01012pIPidt?2Ct lead01 t01?2CleadV1/IP (2-1)

由于是在D2导通后开通Q2，所以Q1和Q2驱动信号间的死区时间td(lead)?t01，即：

td(lead)?2CleadV1/IP (2-2)

模态2?t1?t2?：t?t1时，VAB?VCD?0，D2开始导电；t?t2时Q4关断。t1?t2期

VAB?0，间，A、B两点已不存在电压，ip逐渐减少，Lr1感应电压使变压器输出VCD?0，

故副边仍是D5、D8导通。但由于回路等效电感L?Lr1?K2Lf很大，故ip仍衰减缓慢，直到t?t2时Q4有关断信号为止，ip?I2。由于Lr1较小，VCD?0。

t0?t2期间对应于Q1(Q2)和Q4(Q3)两桥臂之间的移相角?，

??2?fst??2?fs?t2?t0?，t???2?fs?t2?t0，其中fs为变换器的开关频率。

模态3?t2?t3?：t?t2时Q4关断，ip从Q4转到C3、C4。C4从零电压开始充电，实现了Q4软关断；C3放电，VAB??VC4从零变为负值。t?t3时，C4从零充电到V1，C3从

V1放电到零放电到零，VAB??V1，D3开始导电，创造了Q3的ZVS条件。t2?t3期间，VAB?0，变压器原边电压反向，故二次绕组感应电动势使D6、D7开始导通，则D5、

15

VAB??V1全部加在Lr1上，D6、D7、D8均导通，t3时刻ip?I3。则VCD?0，使ip逐渐减少，

VAB??VC4?0???V1?，ip?I2?I3，在t23?t2?t3期间，则原边电流ip和电容C3、

C4的电压分别为：

ip?I2cos??t?t2?

VC4?ZpI2sin??t?t2? VC2?V1?ZpI2sin??t?t2?

其中，Zp?Lr2Clag，??12LrClag，则这一开关模态持续时间为：

t23?1?sin?1V1 (2-3) ZpI2比较式(2-1)，很容易得到：t23?t01。

由于是在D3导通后开通Q3，所以Q4和Q3驱动信号间的死区时间td(lag)?t23，即：

td(lag)?1sin?1V1 (2-4) ZpI2?模态4?t3?t4?：这期间D2、D3导通。t?t3时，D3开始导通，t?t4时，ip?0，

Q2、Q3开始导通。由图2.2(a)，由于VAB为负，副边D5、D6、D7、D8均导通，使

变压器两端电压为零，故ip经D2、D3向电源V1回馈能量，电源电压V1加在电感Lr1两端，电流ip线性下降，t?t4时下降为零。

模态5?t4?t5?：这期间Q2、Q3导通，建立负载电流。t?t4时，ip?0，这时Q2、

Q3已有驱动信号，其等效电阻为零，故t?t4时电源电压V1经Q2、Q3加在电感Lr1两

端使电流ip反向从零线性增加。t?t5时，ip??I5。t4?t5期间，变压器原边电压虽已反向，但D6、D7不足以提供负载电流，因此D5、D6、D7、D8仍是同时导通，变压器仍处于短路状态，VCD?0。

模态6?t5?t6?：这期间，电源V1经Q2、Q3向负载供电。

t?t6，Q2关断，t6?t12为后半个周期，t0?t12结束了t0?t6半个周期6个开关模态。

16

为一个完整周期。

在充电模式中，V1向V2传输的功率随对管（Q1和Q4、或Q2和Q3）同时导通时间的增加而增加。

2.2.2.4 两桥臂实现ZVS的差异

由上面的分析知道，因为开关管并联电容的存在，开关管的关断为软关断。但是要实现零电压开通，却必须要有足够的能量来抽走将要开通的开关管并联电容上的电荷，并给同一桥臂将要关断开关管并联电容充电[3]。忽略变压器原边绕组电容，要完成充放电，必须满足下式：

E?11222 （i?lead,lag） (2-5) CiVin?CiVin?CiVin22超前桥臂容易实现ZVS，这是因为在超前桥臂的开关过程中，输出滤波电感Lf是和谐振电感Lr1串联的，回路等效电感L?Lr1?K2Lf很大，电感Lr1电流达最大值

ip?Ip，可以近似为恒流源，因此超前桥臂实现ZVS开通的条件是：

1211LIp?C3V12?C4V12?CleadV12 (2-6) 222式(2-6)很容易满足。

滞后桥臂要实现ZVS比较困难。这是因为滞后桥臂开关过程中，变压器副边是短路的，负载侧和变压器原边没有关系，原边回路电感即是谐振电感Lr1，电感电流为I2。此时用来实现ZVS的能量只能是谐振电感中的能量，因此滞后桥臂实现ZVS开通的条件是：

1112Lr1I2?C3V12?C4V12?ClagV12 (2-7) 222比较式(2-6)和(2-7)，很明显，超前桥臂易实现ZVS开通，滞后桥臂较难实现ZVS开通。这是因为Lr1一般较小，尤其是在轻载条件下，谐振电感Lr1中储存的能量更少，往往导致滞后臂无法实现ZVS开通。要实现滞后臂的ZVS开通，必须使变压器原边电感的谐振能量满足式(2-7)，可以有两个途径[1][3]：①增大变压器励磁电流；②在变压器原边串联更大的谐振电感。增大励磁电流使得变压器原边电流在负载电流的基础上多了一份励磁电流，会导致逆变桥的通态损耗增加，变压器损耗也会增加。而在变压器原边串联大的谐振电感会带来副边占空比丢失增大。

17

2.2.2.5 占空比损失的计算

观察图2.2(b)的逆变器输出电压VAB和整流桥输出电压VCD的波形，可知，在

t2?t5和t8?t11期间，VAB?0，VCD?0，这就造成，半个周期内整流桥输出电压VCD的占空比Deff小于逆变器输出电压VAB的占空比D，占空比有损失[1][3][27]。

IpipI2I1Io/nIpvABDT/20V1T/2-I1-Ip-I2DeffT/2vCD0t0t2t5V1/nt6t8t11t12图2.3 充电模式简化理论波形

下面计算副边占空比Deff和原边占空比D之间的关系[26][33~38]。为分析方便，忽略开关管并联电容充放电过程，则移相全桥直流变换器理论开关波形可进一步简化，见图2.3，图中给出了充电模式一周期内开关管斩波电压VAB、电感Lr1上的电流ip波形和变压器副边整流输出电压VCD波形。由图2.3可见，由于变压器存在漏电感Lr1，使占空比损失期间(t2?t5和t8?t11)，原边电流以斜率V1/Lr1上升，因此输出电压VCD占空比Deff小于原边占空比D，D由超前臂和滞后臂开关管的驱动信号的相位差决定:

①原边占空比D??t12?t8?/?T/2?，由移相控制决定； ②副边占空比Deff??t12?t11?/?T/2?，Deff?D。

充电模式时，变换器的电压增益(推导过程见第三章)为：

V2/V1?Deff/n (2-8)

功率传输阶段，变压器高压侧漏电感电流最大值为Ip，最小电流为I1，此期间变压器提供充电电流Io，所以折算到高压侧的充电电流Io/n可以近似为高压侧电感电流的平均值，即：

Io/n?12?Ip?I1? (2-9)

18

?I?I?V21?DT/n?2?p2Lf??V1?V2/nTI?I??p1Lf/n2Deff2/n (2-10) ?V1T?I?I?D?D??12effL2r1?由上面三个式子，可推得：

2Lr14Lr1Lr12T??2Io?VDeff?D?nVT1?D?D?I????1?D? (2-11) oLf2?nVTn2Lf1?1由于n2Lf?Lr1，故有效占空比近似为：

4Lr1Deff?D?nVIo (2-12)

1T由式(2-12)可知，由于变压器有漏电感Lr1，原边电流不能突变，因而有效占空比

Deff总小于原边占空比，即存在占空比损失，Lr1越大，占空比损失也越大。有效占空

比Deff与许多因素有关，如充电电流Io、输入电压V1、原边占空比D。

为减少占空比损失，可减小电感Lr1，但是会影响实现开关管的ZVS开通。因此，要选取合适的电感Lr1。由于占空比的损失，为保证输出电压，必须减少变压器变比n，而变比的减小又带来新的问题：①原边电流增加，开关管峰值电流增加，通态损耗增加；②副边整流管耐压增加；③占空比损失增加。 2.2.2.6 副边寄生振荡问题

充电模式在移相控制ZVS工作过程中，实现了高压侧开关管的软开关，但其输出全桥整流器中的四只二极管不是工作在软开关状态。输出整流二极管在换流时，变压器副边存在寄生振荡。

整流桥的寄生振荡产生于变压器的漏感与变压器绕组电容和整流管的结电容之间[3]。当副边电压为零时，全桥整流中的四只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变化为高电压时，有两只二极管需要关断，另两只继续导通。这时变压器的漏感就开始和关断的整流二极管的电容谐振。

原边利用了电感Lr1实现谐振开关。但是在输出整流二极管换流时电感Lr1与整流二极管的结电容相互作用，造成严重的寄生振荡。关断的二极管由于较大的反向恢复电流，在谐振回路中产生很大的初始电流，给关断的二极管两端造成很高的尖峰电压，大大提高了低压侧开关管的电压定额和安全工作区要求。

19

LfCD1Q1C1Q3D3C3D5D7D01T ALr1V1Cb1BD02N1N2V2D6D81:nD4C4DD2Q2C2Q4图2.4 原边加二极管钳位减少寄生振荡

要减小副边寄生振荡，就希望低压侧开关管反并的二极管具有开关速度快、超快恢复的特点。因此，在整流侧开关管上反并快恢复二极管，对输出整流电压尖峰有一定的抑制作用。文献[3]中介绍还可以通过增加RC、RCD等缓冲网络的方法来减少振荡电压幅值。还有一种简单有效的方法就是，在原边加二极管钳位[3][39]。如图2.4所示，在变压器和电感之间用两个二极管D01、D02分别引至母线的正负端。当副边整流二极管反向电压由于振荡过冲超过原边电压在副边的折射值时，导通钳位二极管，将副边的振荡能量返回原边电源，当谐振电压为负值时，钳位二极管关断。 2.2.2.7 电路环流

电路环流[2][40]是指电路中虽有电流，却不能传递能量，而是带来损耗的电路电流。 参考图2.2(b)，充电模式时的电路环流存在于：①t1?t2期间，电感Lr1上的电流

ip经变压器原边绕组N1、开关管Q4、二极管D2形成闭合回路；②t7?t8期间，电感Lr1上的电流ip经变压器原边绕组N1、开关管Q3、二极管D1形成闭合回路。由于t01、t67时间很短，所以可以近似认为，环流时间为t02、t68。

t02、t68这段时间也是开关管的移相时间，因此移相角越大，环流持续时间越长，

损耗增加。当输入电压增加时，移相角就增大，这也是该变换器在电源电压增高时效率降低的一个原因[2]。 2.2.3 放电模式工作原理 2.2.3.1 等效电路

放电模式时，电池V2作为电源通过变换器提供高压侧负载R1能量。其等效电路如图2.5(a)所示。图2.5(a)所示放电模式类似Boost型全桥直流变换器，又称电流型

20

全桥直流变换器[2]，主电路输入端接有Boost电感Lf，输出端仅接有输出滤波电容Cf和负载R1，变换器实现升压功能。另外，考虑到Boost型变换器开关管电压尖峰的问题[6]，在输入端采用有源钳位电路。电压尖峰问题将会在下一节中做具体介绍。

同样，考虑到有源功率开关管的导通时间有差异，可能造成磁路饱和而使变压器不能正常工作，在逆变器输出和变压器低压侧绕组之间串入隔直电容[1~3]（如图2.5(a)中的Cb2），Lr2是变压器低压侧漏感与外串电感之和。 2.2.3.2 控制方式

放电模式时，开关管驱动信号如图2.5(b)所示。在Q5?Q8同时有驱动信号时，四个开关管同时导通，电源电压加在输入电感Lf上，电感电流iLf增长，若只有对管

Q5 、Q8（或 Q6、Q7）导通时，则电感电流iLf流入变压器的原边线圈，电感和电源

能量向负载传送，电感电流iLf下降。为了防止电感电路的突然断开，同一桥臂开关管（Q5、Q6或Q7、Q8）之间不是加死区时间，而是加重叠导通时间，即每个开关管的导通时间大于T/2（T为变换器的开关周期），导通占空比大于0.5。 2.2.3.3 运行模式分析

为了使图2.5(a)电路工作原理的分析简明、清晰，假定： (1)所有功率开关管均为理想，忽略正向压降及开关时间。

(2)C5?C6，C7?C8，只要Boost电感Lf比较大，电感Lf电流iLf连续。 (3)变压器为理想变压器，忽略线路中的寄生电阻。

图2.5(b)是该全桥变换器放电模式的主要工作波形[2]，一个开关周期中共有12个开关模态，因为前半个周期的开关模态和后半个周期的开关模态工作情况类同，所以图2.5(c)只画出半个周期6个开关模态的等效电路，且未画出变压器输出电路。

模态1?t0?t1?：t?t0时，Q5?Q8同时导通，电池电压V2加于电感Lf上，电流iLf增长。t?t0时，Q6、Q7关断，电流iLf对其结电容快速充电至VCc，所以Q6、Q7是硬关断，此时钳位二极管DC导通，电流iLf一路进入钳位电容CC，钳位电容电压VCc不断增加，另一路进入变压器原边线圈，原边电流ip'从零逐渐增加，增长率与钳位电容电压

VCc成正比，和变压器漏电感Lr2成反比。由于钳位二极管DC导通，故在t1时刻使钳位

开关管QC导通，QC为ZVS开通。

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LfD1C7D3D5Q5C5Q7D7+DcLr2Cb2N2T N1CfV2QcV11:nCcQ6D6C6Q8D8C8D2D4R1-(a)

Q7，Q60Q5，Q80Qc0ttT2Q5Q8DcOnQ5Q8QcOnQ5Q8QcOnQ5Q6Q6Q7Q7DcQ8OnOnTtiLf0Q5Q8Ontip't60t0t1t2t4t5t7t8t9t10t11t12tiCct30t(b)

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LfLf+Q5QcDcQ7+Cb2+Q5QcQ7+Cb2-C7-C7V2V2++CcQ6---C6Q8++Q8C6--CcQ6-模态1[t0~t1]LfLf模态2[t1~t2]+Q5QcQ7+C7+Q5QcQ7+Cb2V2Cb2-+V2C6Q8-C7+++Q6--CcQ6---Cc-C6Q8模态3[t2~t3]模态4[t3~t4]LfLf+Q5QcDcQ7+Q5QcDcQ7Cb2V2Cb2V2+--CcQ8Q6+--CcQ8Q6模态5[t4~t5]模态6[t5~t6](c)

图2.5 双向全桥DC/DC变换器放电模式等效电路

模态2?t1?t2?：t?t1时，QC导通（MOSFET开关管反向导通），DC关断。t?t2时，变压器漏感电流ip'?iLf，钳位电容CC充电电流iCc?0，VCc充电到最大值。Q6、Q7上并联电容C6、C7电压也增大到最大值。

模态3?t2?t3?：t?t2时，电流iLf在变换器输出电压V2折射到原边电压V2/n作用下逐渐下降，不足以提供负载电流，钳位电容CC开始供电，iCc<0，QC正向导通。Q6、

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Q7上并联电容C6、C7电压也逐渐下降。t?t3时，钳位电容CC放电电流iCc?0。

模态4?t3?t4?：这期间钳位电容CC不供电，电池和储能电感Lf一起向负载提供能量，并因储能电感Lf能量逐渐较少和变换器输出电压的作用，电流iLf、ip'逐渐减小。t?t4时，iLf在下降到最小，Q6、Q7再次导通。由于开通时开关管上有电压，所以Q6、Q7是硬开通。t?t4时，钳位开关管QC在零电流下关断，实现ZCS关断。

模态5?t4?t5?：t?t4时，Q5?Q8同时导通，电池电压V2加于储能电感Lf上，电流iLf又开始增长。此时，ip'在电压VCb2和变换器输出电压折射到原边的电压V2/n的作用下逐渐较少，于t?t5时，ip'?0。

模态6?t5?t6?：这期间，Q5?Q8同时导通，iLf还是不断增长，直到t?t6时，Q5 、

Q8关断为止，iLf再次增长到最大值。

t?t6，Q5 、Q8硬关断，结束了t0?t6半个周期6个开关模态。t6?t12为后半个

周期，t0?t12为一个完整周期。Q5?Q8均是硬开关，QC是ZVS开通和ZCS关断。

在放电模式时，V2向V1传输的功率随着对管（Q5和Q8、或Q6和Q7）同时导通时间的增加而减少，随四个开关管同时导通时间的增加而增加。

2.3 开关管电压尖峰问题

本文所研究的电压-电流型双向全桥直流变换器实际上就是一个双向Buck-Boost变换器，根据功率流动方向，分别命名为Buck/充电方向和Boost/放电方向。为突出电流型拓扑的电压尖峰问题，使分析具有普遍性，这里忽略变压器的励磁电流，并把漏感折算到同一侧，得到图2.6(a)所示的简化电路。

功率传输方向不同时，开关管上产生电压尖峰的机理不同[6][39]。充电方向时，如图2.6(b)，QBuck关断后，Lr和QBuck的结电容振荡产生电压尖峰，当结电容CBuck的电压等于电源电压V1时，振荡结束。这个振荡为无源阻尼振荡，振荡能量是有限的，产生的电压尖峰易于吸收。因此充电方向上的电压尖峰问题不是主要问题，下面主要分析放电模式时开关管的电压尖峰产生机理和解决方案。 2.3.1 放电模式时电压尖锋产生机理

放电方向时，如图2.6(c)，QBoost关断后，由于Lr中的电流不能突变，在Lr中的电流达到ILf之前，电流ILf?IDBuck给QBoost的结电容CBoost充电，形成巨大的电压尖峰。

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由于输入电感Lf足够大，输入电流在一个周期内基本不变，由此可见，放电方向的电压尖峰是基于恒流源ILf对电容CBoost充电产生的，其能量是巨大的，有源的。因此这个电压尖峰难以抑制，必须设法解决。

LfBuckQboostBoostQbuckLrDboostDbuckCf?a?双向变换器简化电路iLfQbuckLrDboostBuckCbuckCf?b?充电/Buck方向iLfLrDbuckQboostBoostCboostCf?c?放电/Boost方向图2.6 电流-电压型双向直流变换器开关管电压尖峰产生机理

2.3.2 电压尖锋抑制方案

为了提高开关管的可靠性，必须要解决开关管电压尖峰较大的问题， 一、RCD无源有损钳位电路[10][39]

放电模式RDC钳位电路拓扑结构如图2.7所示，图中二极管DC、电容CC、电阻RC组成了耗能型无源钳位电路，以下对其原理进行分析。设钳位电容CC足够大可以保证在一个周期内的电压值基本不变，其稳态值记为VCc。

Q6、Q7关断时，电流(ILf?iLr2)给Q6、Q7的结电容充电，形成很大的电压尖峰Vpeak。当Vpeak?VCc时，钳位二极管DC导通，将Vpeak的值钳位在VCc上。Q6、Q7导通

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时，DC承受反压截止，钳位电容CC通过电阻RC缓慢放电，VCc因此下降。

上述RCD钳位电路的优点是电路结构简单，成本低廉，而其缺点是部分能量消耗在钳位电路中，对整机效率有所影响。

LfCQ5D5C5Lr2Cb2N21:nCcRcQ6D6C6Q8D8C8DD2Q7D7C7D1D3+DcT N1V2ACfBD4V1R1-图2.7 放电模式RDC钳位电路

二、有源无损钳位电路[2][10][14][39]

与RCD有损无源钳位电路相比，有源钳位电路可以实现无损钳位，但需要增加一个辅助的钳位开关管和钳位电容，并且需要对钳位开关管进行合理的控制。图2.5(a)中已经加了有源无损钳位电路（QC、DC、CC）的，从图2.5(b)的工作波形和电路的工作原理可知，该方案可以很好的抑制电压尖峰，并且可以实现开关管的ZVS关断。

本文研究对象采用有源无损钳位电路。

2.4 双向全桥DC/DC变换器的启动控制

2.4.1 充电模式启动方式

现有的Buck型变换器的PWM控制芯片，都有软启动引脚，在输出端没有电压/电流时，软启动电路使开关管的占空比从零逐渐增加到要求的值，这样，既限制了启动电流，也防止了输出电压的超调（输出电压超过额定值）[2]。这种软启动方法在双向全桥变换器工作在Buck/充电模式时，也是必须的。当能量从高压侧向低压侧传递时，移相控制电路的初始移相角?为180o，然后逐渐减少，直到输出电流达到额定值。 2.4.2 放电模式启动方式

双向全桥变换器工作在放电模式时，能量从低压侧向高压侧传递，实现升压功能。开始工作时，Cf上的电压为零，在Cf电压达到与低压侧匹配的电压之前，电感Lf不

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能实现磁复位，其电流iLf不断增大，因此放电模式下其启动电流是很大的。为减小启动电流，也必须采用软启动方式[2]。从表面上看起来，似乎只要使Q5?Q8四个开关管同时导通时间从零逐渐增大就能使高压侧Cf上的电压V1逐渐升高到，但实际上这是有问题的。因为在Cf上没有电压或则电压小于N1V2/N2时，高压侧的电压V1折算到低压V2侧的电压就很低，不能使电感Lf电流iLf减少。于是，在V1电压从零升高到

N1V2/N2的时间内，iLf不断增长，也就是说通过Q5?Q8的电流也不断增长，其最大值

将远大于额定工作时的电流，从而对开关管的要求提高，需要选用大定额电流的开关管和大启动电流时不会饱和的电感Lf，这样既不合理，成本也显著增加。

为此必须选用合理的启动电路和启动方式。Boost模式中，文献[2][11][29~30][39]中提出了以下解决方案：带反激变压器、斜坡输入电压、输入端串电阻等启动方式。

一、带反激变压器的启动方式

带反激变压器软启动方式的主电路如图2.8(a)所示，与图2.5(a)的不同之处是在电感Lf的铁心上加绕了线圈Ws，加了二极管Df，由此构成一个反激变压器，它仅在启动时工作。图2.8(b)是启动工作时开关管的导通规律。在t0?ton期间Q5?Q8同时导通，ton?T/2期间Q5?Q8都关断，Qc导通，中间有死区时间。启动时，ton是逐渐

Q5?Q8导通，增加的。图2.8(d)是启动工作时的等效电路，电压V2直接加在电感Lf上，Lf的非同名端为正，二极管Df反偏截止，电流iLf线性增长，t?ton时iLf达到最大值。

ton?T/2期间Q5?Q8关断，iLf流向钳位电容Cc，给Cc充电，同时Df导通，一部分电

感储能经Df传到Cf，使电压V1增加。由此可见，软启动过程中电容Cc电压VCc和V1均是增加的，VCc从V2开始增加，V1从零开始增加，由于钳位电路的存在，限制了电感电流iLf的不断增长。设半个周期T/2内，Q5?Q8导通占空比为Da，则：

VCc?1?1DaV2 (2-13) V1?WpDaWs1?DaV2 (2-14)

式中，Wp、Ws为反激变压器原边、副边线圈的匝数。

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DfWsCQ5DcV2QcD5C5Lr2Cb2N21:nCcQ6D6C6Q8D8C8DQ7D7C7T N1D1D3+LfWpABD2CfV1RLD4-?a?变换器充电工作主电路Q5?Q8QctonT/2?b?启动工作时开关管驱动信号Q5 Q8Q6 Q7QcT/2?c?Boost/放电工作时开关管驱动信号DfWsWsLfWpV2V2LfWpCfV1Cc?0?ton??ton?T/2??d?启动工作时等效电路图2.8 带反激变压器启动电路的充电模式主电路

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